处理大范围信号变化的廉价包络线跟踪器

当信号的占空比或振幅发生变化，或当它的平均电平不可预测地在某个特定直流电范围内变化时，把频带有限的 NRZ（非归零）数据转换到一种适合于微处理器和其它数字系统的数字格式，会产生一些问题。利用交流电耦合把信号传输到某个固定的基准比较器，会产生糟糕的结果，这是因为占空比的变化导致平均信号电平的变化，后者导致输出信号时序的抖动或失真。

包络线跟踪器以二极管和 RC网络为基础，在输入信号的偏移之间产生电压（参考文献 1）。比较器利用中点电压作为基准来产生数字输出信号，它如实地复制了原始信号的时序信息。基于二极管的电路虽然对较大信号非常有效，但对那些与二极管正向电压降相比较小的输入，或者当输入的平均电平朝电路的两个电源电压轨中的任何一个漂移时，这种电路会引入误差甚至完全失效。

图1 中的单电源电路不需要二极管，就能重建一个频带有限的 NRZ 数据流，它的占空比变化范围是从低于 5% 到超过 95%，振幅变化范围是从低于100 mV到电源电压5V 等等。而且，该电路容忍在两个电源线之间变化的平均信号电平。该电路包含三路模拟开关IC₁、双比较器IC₂以及几个无源元件。

该电路对输入信号的高电平和低电平 V_U和 V_L采样，并在电容器 C₃和 C₄上产生相应的直流电平 V_UC和 V_LC，由此起到自时钟包络线跟踪器功能。C₃和C₄之间的两个等值电阻器 R₄和 R₅产生第三个电压 V_MID，它等于输入信号的中级电压 V_M。电容器 C₂平滑并过滤 V_MID，后者充当输出比较器 IC_2B的基准电位。R₂、R₃和 C₁提供时间上的滞后作用，从而即使对较小的输入也能确保 V_OUT的干净开关。

为了了解电路的工作，假设 C₄、C₂和 C₃都放电，即 V_LC、V_MID和 V_UC都为 0V。由于输入信号 V_IN大于 V_MID以及在 IC_2A的反相输入端的电位，因此两个比较器的输出都变高，并导致三个模拟开关处于图 1 中的位置。现在，假设 V_IN处于正峰值振幅 V_U。电容器 C₃现在通过 R₁和三个开关的接通电阻充电。只要 C₃不是太大，V_UC就会迅速达到约等于 V_U的值。

当 V_IN降至低于 V_UC时，比较器 IC_2A的输出变低，迫使模拟开关 IC_1C改变状态，并把 C₃从 V_IN断开。忽略比较器输入偏置电流并假设开关泄漏电流可忽略不计，则 C₃现在只通过 R₄放电。如果 R₄足够大，则较慢的放电速率允许 V_UC仍然约等于 V_U。

在 C₃的充电间隔期间，C₂也通过 R₄充电。根据 C₂和 R₄的值以及输入信号的正向脉冲的持续时间，电压 V_MID也许会超过输入信号的低电平 V_L。如果 V_MID超过 V_L，则比较器 IC_2B在 V_IN接近 V_L时切断，并且在 V_OUT产生的低电平导致 IC_1A和 IC_1B改变状态。电容器 C₄现在通过 R₁和各开关的导通电阻连接到 V_IN，并且迅速充电使 V_LC约等于 V_L的电平。

根据元件值和输入信号的时序参数，在电路的电压电平稳定在各自的静态值（在此，V_UC≈V_U，V_LC≈V_L，V_MID≈V_M）之前，也许会过去几个周期。但是，精心挑选的元件确保了电路迅速达到平衡。如要确保比较器在V_IN降至低于V_U或升至高于V_L时正确切断，就要求R₁在V_IN和IC_2A的反相输入端之间提供至少100Ω ~ 1 kΩ 阻抗。更高的值会导致C₄和C₃充电缓慢。在许多设计中，IC_1B和IC_1C的组合导通电阻也许允许省略R₁。

IC_1B、IC_1C和 IC_2A的存在确保了 C₃在 V_IN接近或等于 V_U时能充电，并且 C₄只在 V_IN接近或等于 V_L时才能充电。如果没有 IC_1B、IC_1C和 IC_2A，即 V_IN直接连到 R₁，C₃就会在 V_IN位于 V_U和 V_M之间的下坡放电，并因此拉低 V_UC。与此类似，C₄将继续在 V_IN位于 V_L和 V_M之间的上坡充电，并因此拉高 V_LC。虽然 V_MID也许约等于 V_M，但这种最小程度的配置的性能较差，特别是对于小信号以及在极端的占空比时。

图1中的元件为5 kHz~50 kHz 的输入频率产生了良好结果。低于5 kHz 的频率也许需要较大的电容器值，高于50 kHz的频率也许需要降低各电容器值并选择具有最短响应时间的比较器。借助适当选择的元件，电路在达到或超过128 kbps时性能很好。

R₅、R₄、C₂的值以及（在较低程度上）各模拟开关的导通电阻和 R₁、C₄和 C₃决定了电路对输入信号振幅或平均电平突然变化的响应时间。如果使 C₂约为 C₄和 C₃的十分之一，就能确保迅速的响应时间，但太小的值会在 V_MID上产生过多的纹波和噪声。为了实现可靠工作，应使用等值的 100 kΩ ~ 1 MΩ精密公差电阻器作为 R₄和 R₅。如果使用高值电阻器作为 R₄和 R₅，就应选择具有低输入偏置电流的比较器作为 IC₂。为了检测那些也许会接近正电源、0V或同时接近二者的信号，应确保 IC₂提供满摆幅输入能力。用低阻抗陶瓷电容器为每个 IC 的电源旁路。

请注意：如果没有输入信号（即向 V_IN施加直流电平时），V_OUT也许会包含随机脉冲，它们是由噪声以及各比较器保持 V_MID等于 V_IN的平均直流电平的尝试导致的。为了消除这些脉冲，应撤消 C₁以便用“正常的”滞后作用代替时间滞后作用，但应确保 R₂和 R₃设置的滞后电平与最小输入信号振幅相比不会过大。

图2显示了电路对占空比约为 5%、振幅为75mV的带宽有限输入信号的响应。水平迹线V_MID整齐地把波形一分为二。底部迹线显示了位于V_OUT的重建信号。在图3中，电路处理了约为200 mV p-p的电感耦合收发器（上部迹线）的实际输出。同样，下方的迹线显示了位于V_OUT的重建信号。