多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计
为了便于分析,将图2中主变压器的两个输出绕组用两个脉冲电压源所取代,则可简化如图3所示。再将图3电路归一化,如图4所示。
图4电路中,N2′=N2/n=N1
Uin2′=Uin2/n=Uin1
UV2′=UV2/n=1/3=0.33V
UO2′=UO2/n=15.8/3=5.27V
IO2′=IO2·n=5×3=15A
L2′=L2/n2
C2′=C2·n2
ERS2′=ERS2/n2
图2至图5的归一化简化分析适用于独立电感和耦合电感的情况。对于耦合电感电路,图5中的L1和L2′在同一个磁芯上有相同的归一化匝数,因此它有相同的归一化互感值及相同的感应电压/匝数比。因此L1和L2′可合成一个互感Lm,如图6所示。
图6电路的互感、漏感等效电路
纹波电流进入U02‘的情况
图8 图7电路的归一化小信号模型
由于电感的耦合不是百分之百,总存在漏感及外部电路的引线电感。这种影响可用L11和L12′表示。实际上Lm比L11或L12′大得多。即使在开关频率上,Lm的阻抗值比输出电容(包括ESR)的阻抗值也大得多。所以,归一化纹波电流总的大小由Lm决定。而进入各路输出的纹波电流则由L11和L12′决定。换言之,归一化纹波电流可以不同的比例分别流入不同的输出,甚至可以一路的归一化纹波电流为0,这完全取决于图6电路中L11和L12′的值。
如果希望纹波电流大部分流入高压输出UO2′这一路,则要求L12′比L11小得多。归一化电路如图7所示。对耦合电感进行特殊的工艺设计,就可以达到以上的目的。为了使低压输出UO1的漏感较大,可使UO1的滤波绕组位于电感的内层,而UO2的绕组位于外层,就可达到以上的目的。对于EE型铁氧体磁芯,漏感量通常小于互感量的10%,如果两个绕组双线并绕,该值约为2%。
图8为图7电路的归一化小信号模型。由于L12′较L11小得多,为简化分析,可忽略L12′,并假设UV1、UV2为0。在图8中,互感Lm和C2′组成主LC滤波器,而由L11和C1组成附加的LC滤波器。而如果附加的L11、C1滤波器的Q值大于1,控制环可能产生不稳定。特别是如果选定15V输出(UO2)作反馈环,虽然15V输出控制稳定,5V输出(UO1)有可能在L11-C1的谐振频率上产生自激。所以应使L11、C1滤波器Q值小于1。如果选定5V(UO1)作反馈环,则电路为两级LC电路控制,有可能产生180°的相移。由于Lm较大,采用电流控制方式时,将使第一节LC电路远离90°的相移,对系统的稳定性十分有利。
4仿真结果
对无耦合和有耦合电感的两路输出正激变换器的仿真电路分别按图1、图2进行。
为便于观察,设UO1为5V、10A,UO2也为5V、10A,主控网络为UO1,开关频率f=100kHz,L1=L2=10mH,有耦时,耦合系数为0.95,电感量L11=0.5μH,且位于UO1输出,C1=C2=3000μF,ESR1=ESR2=0.1Ω
仿真结果如图9所示。
5设计实例
图2电路中,输出1:5V,20A100W
输出2:15.8V,5A80W
归一化输出2:5.27V,15A80W
首先决定主变压器输出绕组和耦合电感的匝数比。
N2∶N1=(15.8+1)∶(5+0.6)=16.8∶5.6=3∶1(8)
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