如何提高便携式系统电源的效率

作者：Mathew 时间：2003-08-15 来源：电子设计应用收藏

内容提要：

虽然开关式电源供应器声称可以发挥接近 100% 的效率，但若以低负载电流操作，其效率则会大幅下降，甚至比线性稳压器的效率还低。我们只要采用断续导电模式 (DCM) 再配合多种不同的操作模式，便可提高开关式电源的效率。

目前市场有多种不同的开关式电源可供选择，例如采用升压、降压以及反相配置等不同的电源供应器，而其中以降压转换器最受采用电池供电的应用方案欢迎。

降压转换器受欢迎的原因非常简单。开关式电源的效率接近 100%，但能否发挥这样高的效率则取决于操作环境及电源供应器在系统设计中所扮演的角色。开关稳压器的效率远比线性稳压器高，正因为这个缘故，以电池供电的应用方案大多选用开关稳压器。

[图]

开关降压稳压器
线性稳压器

· Vg = 3.6V
· Vo = 1.5V
· 0 < Io < 300mA

图 1：以较高以至极高负载电流操作时，开关降压稳压器的效率比线性稳压器高一倍，但负载若很低，其效率便会大打折扣。

图 1 将线性稳压器与开关降压稳压器在不同负载电流下所发挥的效率加以比较。从图中我们可以看到在大部分的负载情况下线性稳压器只能发挥约 40% 的效率，而降压稳压器的效率则超过 90%。但我们必须留意，当负载电流跌近至 0.1mA 的极低水平时，降压稳压器的效率会跌至比线性稳压器的效率还低的水平。

虽然开关稳压器在一个很窄小的负载范围内无法发挥其高效率，但这又与我们何干？话不能这样说，因为如果我们的系统有很多时间处于待机状态，这个问题便不能置之不理。

微处理器/数字信号处理器核心模式备用待机第 1 次操作第 2 次操作满载操作
这个模式占全部使用时间的百分比
负载电流 Io [mA]

线性稳压器线性稳压器平均总 Ig [mA] 效率 [%]
电池电流 Ig [mA]
这个模式的平均 Ig [mA]

开关稳压器开关稳压器平均总 Ig [mA] 效率 [%]
电池电流 Ig [mA]
这个模式的平均 Ig [mA]

Vg = 3.6V
Vo = 1.5V
0 < Io < 300mA

图 2：装设于移动电话之内的微处理器/数字信号处理器可能有 90% 的时间采用低负载的待机模式。以这样低的负载来说，线性稳压器是一个效率更高的供电来源。

例如，装设于移动电话之内的微处理器/数字信号处理器有 90% 的时间采用低负载的待机模式，期间只耗用 0.1mA 的电流。我们若采用线性稳压器为微处理器/数字信号处理器提供电源供应，电池只需要提供 0.12mA 的供电便可驱动稳压器。但我们若采用开关稳压器，电池则需要提供 0.14mA 的供电，耗电量比线性稳压器高 15%。

毫无疑问，开关稳压器在其余 10% 的时间可以发挥远比待机模式为高的效率。对于以电池供电的系统来说，开关稳压器是一个较为理想的选择，原因也在于此。但其实我们有多个方法可以进一步提高开关稳压器以低负载电流操作时的效率，以下介绍两个改善的方法。

[图]
图 3a
NMOS: 同步整流器 S2

[图]
PMOS: 主开关器 S1
驱动器
图 3b

图 3：理想的开关电源的开关由两个金属氧化半导体场效应晶体管 (MOSFET) S1 及S2 搭配相关电路组成。

导电损耗的产生

第一个改善效率的方法是尽量减少电源供应器采用低负载电流操作时产生的导电损耗。(第二个方法是尽量减少开关损耗。) 但深入探讨这两个问题之前，我们要先了解有关的背景。例如，图 3a 是一个理想的开关稳压器电路，我们可以看看输出滤波器内的电感器的电压及电流波形。

若开关处于位置 1，电感器的电压为 Vg - V。若开关处于位置 2，电感器的电压为 -V。

若开关处于位置 1，电感器的电流斜率则属正数。我们可以利用以下公式计算斜率的数值：

di
VL = L ----
Dt

Vg - V
斜率相等于 ---------
L

若开关处于位置 2，电感器的电流斜率则属负数，

-V
其斜率相等于---------
L

简单来说，这是电感器平均电流的纹波。纹波的波幅具有相当重要作用，现特别以 DIL 这个符号代表纹波波幅。DIL 是电感器纹波电流的峰值与其平均值之间的波幅。(2DIL 是纹波的峰峰值。)

当我们分析开关式电源供应器的稳定状态时，我们不可忘记以下两个事实。其一是电感器的平均电压等于零；其二是流经电容器的平均电流等于零。

我们若细心分析这些事实，便会发现开关稳压器的直流输出电压与占空度及输入电压成正比，亦即 V = D x Vg。我们也会发现流经电感器的平均电流相等于输出电流。

因此，若负载电流上升，电感器的平均电流也随著上升。若负载电流下降，电感器的平均电流也随著下降。但无论负载电流如何波动，纹波电流的波幅保持不变。我们必须紧记一点，纹波的波幅(DIL) 取决于输入及输出电压，也取决于电感器的电感值，但不受电流的影响。

[图]

高 Io
低 Io
每当负载电流跌至较低的水平时，电感器电流的极性会逆转

高 Io
低 Io
电感器电流在周期结束前下跌至零：“断续导电模式”(DCM)

图 4：电源供应器处于稳定状态时，电感器平均电流等于负载电流。负载电流下跌时，电感器电流也会随著下跌，直至电感器电流跌至低于零，导电损耗便由此产生。

我们若在示波器上观看流经电感器的电流，便可看到电感器电流之中直流部分的纹波。我们若调低开关稳压器的负载电流，便会发觉电感器电流的直流部分也会随著下跌，但纹波的波幅则不会出现任何变动。我们若不断将负载电流调低，直到低至某一点时我们会发觉电感器电流会在一瞬间低于零。

即使我们将电感器电流的流向逆转，作用也不大，因为这样不会加大输出电流，但却会引致电源供应器产生内在的导电损耗，以致效率会受到影响。

为免电流跌至低于零，我们可以采用过零检测电路，指示图 3b 上的 S2 开关在电流跨越零点时立即开启。开关器开启之后，电感器电流将会以断断续续的方式流动。换言之，开关稳压器已改用断续导电模式操作。

由于我们知道电感器电流会跌至零，电流甚至会停止一段时间，因此我们很容易看见断续操作模式。为此，开关必须执行二极管的功能，让电流只能单向流动。这是确保转换器在较低负载电流下仍能以较高效率操作的理想方法。美国国家半导体的 LM26XX 系列降压转换器芯片采用的所有开关稳压器都具备这个功能特色。

开关损耗的累加效果

正如先前所说，我们的目的是要确保开关稳压器即使采用低负载电流操作也可发挥更高的效率。第一个改善办法主要针对转换器的导电损耗，并确保有关损耗能减至最少。第二个改善方法是要尽量减低开关损耗。

开关式电源供应器共有五大类开关损耗。

MOSFET 门极及开关节点四周的电容器会不断充电及放电，并在这个过程中不断产生开关损耗，这是开关式电源的第一类开关损耗。即使采用任何 CMOS 门极或 CMOS 计数器，并将所有不同内部节点的所有电容加以充电及放电，其中产生的所有损耗即等于第一类开关损耗。换言之，第一类开关损耗与开关频率成正比。

第二类开关损耗属于电感开关过渡损耗，而这种损耗也会降低电源供应器的效率。出现损耗的主要原因是即使电路上其它芯片的电压不断转变，电感器永远想确保流入这些芯片的电流能保持稳定。

第三类开关损耗由二极管本身的反向恢复所产生。开关式电源供应器的“开关”由两个金属氧化半导体场效应晶体管 (MOSFET) 组成，它们分别是 PMOS 晶体管以及 NMOS 晶体管。(参看图 3b)。每当电感器获得电源供应时，PMOS 开关便会开启，而 NMOS 开关便会关闭。反过来说，若电源供应器停止向电感器供电，PMOS 开关便会关闭，而 NMOS 开关则会开启。但我们当然不想同时开启 PMOS 及 NMOS 的开关，否则可能会有大量电流从电池流入接地线。为免这个情况出现，我们要适当安排驱动信号，以便在过渡时间内短暂关闭这两个开关。但由于电感器必须确保其电流稳定，因此为了吸纳电感器的电流，NMOS 晶体管的二极管必须在此时启动。二极管一经启动之后，二极管引起的电压下降便会产生电感损耗。但二极管一经关闭之后，也会产生瞬态开关损耗，以致需要电源供应器为其提供反向恢复电流 (亦即电源供应)。

第四类开关损耗属于控制器本身的内部损耗、振荡器的损耗以及电源供应器内在的其它损耗。部分损耗与开关频率的高低成正比。最后一类损耗来自电感器本身。电感器除了有其正常的电阻损耗之外，还有核心损耗及涡流损耗。核心及涡流损耗也与开关频率的高低成正比。

最后三类损耗不一定像第一、二类损耗那么明显，但我们不能置之不理，我们若想清楚了解开关稳压器能发挥哪一水平的效率，便需将这些损耗计算在内。

多种不同的操作模式

既然有这么多种开关损耗，现在的问题是如何将这些损耗减至最少。一般来说，采用脉冲宽度调制 (PWM) 技术的开关稳压器在进入脉冲宽度调制 (PWM) 操作模式时可以将其开关 -- 即内含的两个金属氧化半导体场效应晶体管 (MOSFET) -- 的开关频率保持在一个固定的水平。

虽然脉冲宽度调制 (PWM) 的优点很多，但其中一个缺点是每当开关稳压器采用较低负载电流操作时，其效率会下降。

当开关稳压器以接近满载或较大负载电流操作时，导电损耗远比瞬态开关损耗为多。若负载电流下降，导电损耗也会按比例下跌，但大部分开关损耗则不会下跌，因为振荡器及电源供应器的开关频率一直保持不变，并继续以这个较高的频率进行开关。因此开关损耗会占开关稳压器总体损耗一个较大的比例。正是由于这个原因，负载电流若下跌，效率也会随着下降。

有一种操作模式可以减低开关损耗，令开关频率也会随着负载电流的下跌而下跌，藉此减低开关损耗，以便提高效率。

脉冲频率调制 (PFM) 便属于这种可以降低开关频率以便减少开关损耗的操作模式。若开关稳压器采用脉冲频率调制 (PFM) 模式运行，我们只要进行简单的计算及分析，便会发觉转换器的开关频率确实与负载的大小成正比。但开关频率也与其它系数成正比。转换器若采用脉冲频率调制 (PFM) 模式运行，即使负载电流较低，也可发挥比脉冲宽度调制 (PWM) 模式为高的效率。

[图]
图 5：开关式电源供应器只要灵活采用脉冲宽度调制 (PWM) 及脉冲频率调制 (PFM) 两种操作模式，便可以在较宽的低负载范围内发挥更高的效率。

图 5 列出测试美国国家半导体 LM2618 稳压器所得的数据。这款稳压器设有多个简单的控制装置，让用户可以在脉冲频率调制 (PFM) 及脉冲宽度调制 (PWM) 两种模式之间不断来回转换。

首先，据上图右边所显示，稳压器若以接近 400 mA 的满载电流操作时，效率则非常高。但当负载下降，负载电流跌至约 50 mA 时，稳压器的效率开始急降，主要因为 LM2618 稳压器采用脉冲宽度调制 (PWM) 模式操作，令这个时候的开关损耗占较大的比例。若稳压器的负载电流下跌至 50 mA 时改用脉冲频率调制 (PFM) 模式操作，我们会发觉虽然稳压器的效率比之前稍低，但仍然远比这个转换器继续采用脉冲宽度调制 (PWM) 模式时的效率高。由于开关稳压器可以因应负载电流的高低在两种不同模式之间灵活转换，因此可在较宽的负载电流范围内发挥比单一操作模式稳压器更高的效率。

但脉冲频率调制 (PFM) 模式也有其缺点，它的可变频率会对一些灵敏度极高的系统如高灵敏度模拟系统或射频系统造成干扰。

脉冲频率调制 (PFM) 模式还有其它潜在的缺点。例如开关稳压器的输出纹波电压比脉冲宽度调制 (PWM) 模式的输出纹波电压高。这是由于开关式电源供应器一般都采用前文曾讨论过的断续导电模式操作，以致更高的峰值开关电流产生更高的纹波电压。

我们设计的系统若有可能受可变频率产生的噪音影响，又或者系统的电压纹波必须保持在极低的水平，我们便需要考虑采用另一种操作模式以提高开关稳压器的效率。这种模式的解决办法是利用 SMPT 执行线性稳压器而非开关稳压器的功能。

若采用 SMPT 执行线性稳压器的功能，尤其是执行低压降稳压器的功能，电源供应器便可利用 S1 金属氧化半导体场效应晶体管 (MOSFET) 将输入电压压低至稳压输出水平。

低压降操作模式有它的优点。在以上的三个模式之中，毫无疑问以低压降操作模式的静态电流为最低。因此，我们的系统若需要在一段很长的时间内采用待机模式，期间必须耗用极低的负载电流，像低压降稳压器所耗用的那么低的静态电流，那么系统的效率可能会不太理想，但电池的电流 (即整体的输入供电电流) 也会很低，因此仍可改善电池效率，直至系统的操作耗尽电池的用电为止。低压降稳压器产生的噪音当然远比任何类型的开关稳压器为低，因此这也是它的主要优点。

简单来说，可在脉冲宽度调制 (PWM) 及脉冲频率调制 (PFM) 两种模式之间灵活转换的开关稳压器可在极广阔的负载范围内以更高的效率提供供电，而且静态电流 (IQ) 极低。其缺点是以较低负载电流操作时会产生较多输出电压纹波。相较之下，可以灵活选用脉冲宽度调制 (PWM) 或低压降模式的开关稳压器即使在极低负载、极低静态电流以及极低输出电压纹波等情况下仍能以较高的效率提供供电。

此外，若要提高效率，我们可以一方面减低开关损耗，另一方面减低导电损耗。我们若双管齐下，便可确保即使便携式系统以极低的负载电流操作，仍然可以提高其电源供应效率。

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