双开关正激转换器电路设计
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正激转换器中，变压器的磁芯单方向磁化，在每个开关周期都需要采用相应的措施来使磁芯复位到初始值，否则励磁电流会在每个开关周期增大，经历几个周期后会使磁芯饱和，损坏开关器件。相对而言，如果有磁芯复位，电流就不会在每个开关周期增大，电压会基于励磁电感(Lmag)反相并使磁芯复位。图1以单开关正激转换器为例，简要对比了无磁芯复位与有磁芯复位的电路图及励磁电感电流波形。 有3种常见的标准磁芯复位技术，分别是三次绕组，电阻、电容、二极管(RCD)钳位和双开关正激。三次绕组磁芯复位技术的电路示意图参见图1b)，这种技术能够提供大于50%的占空比，但开关Q1的峰值电压可能大于输入电压的2倍，而且变压器有三次绕组，使变压器结构更复杂。RCD钳位磁芯复位技术也能使占空比大于50%，但需要写等式和仿真，以检验复位的正确性，让设计过程更复杂。RCD钳位技术的成本比三次绕组技术低，但由于复位电路中的钳位电阻消耗能量，影响了电源转换效率。 
图1：正激转换器不带磁芯复位与带磁芯复位之对比。 与前两种磁芯复位技术相比，双开关正激更易于实现，而且开关Q1上的峰值电压等于输入电压，降低了开关所承受的电压应力。这种技术需要额外的MOSFET (Q2)和高端驱动器，且需要2个高压低功率二极管(D3和D4)，参见图2。双开关正激技术的每个开关周期包含3步：第1步，开关Q1、Q2及二极管D1导通，二极管D2、D3及D4关闭；第2步，开关Q1、Q2及二极管D1关闭，而二极管D2、D3及D4导通；第3步，开关Q1、Q2及二极管D1仍然关闭，二极管D2仍然导通，而二极管D3及D4则关闭。 
图2：双开关正激转换器电路原理图。 当然，采用这种技术后，转换器就成了双开关正激转换器，它不同于单开关正激转换器，不需要特殊的复位电路就可以保证可靠的变压器磁芯复位，可靠性高，适合更高功率等级。 NCP1252双开关正激转换器演示板规格概览 NCP1252是安森美半导体新推出的一款改进型双开关正激转换器，适合于计算机ATX电源、交流适配器、UC38XX替代及其它任何要求低待机能耗的应用，相关能效测试结果将在后文提及。这器件也是一种固定频率控制器，带跳周期模式，能够提供真正的空载工作。此外，NCP1252具有可调节开关频率，增强设计灵活性；还带有闩锁过流保护功能，能够承受暂时的过载。其它特性还包括可调节软启动时长、内部斜坡补偿、自恢复输入欠压检测等。 NCP1252与市场上不含输入欠压检测 、软启动及过载检测的UC384x系列器件相比，提供这系列器件所不包含的这些功能(额外实现成本为0.07美元)，降低成本并提升可靠性。 安森美半导体基于NCP1252构建的演示板规格包括： 输入电压范围：350至410 Vdc； 1) 变压器匝数比、占空比及励磁电感 首先计算变压器在连续导电模式(CCM)下的匝数比N。 根据等式(1)可以推导出等式(2)：  (1)
 (2)
其中，Vout是输出电压，η是目标能效，Vbulk min是最小输入电压(即350 Vdc)，DCmax是NCP1252的最大占空比，N是变压器匝数比。 相应我们也可以验证出高输入线路电压(410 Vdc)时最小占空比，见等式(3)：  (3)
为了恰当地磁芯复位，需要极小的励磁电流来对绕组电压反相。根据经验法则，励磁电流为初次峰值电流(Ip_pk)的10%。其中，Ip_pk取值0.94，这数值的计算过程参见后文。变压器励磁电感的计算见等式(4)：  (4)
2) LC输出滤波器 首先选择交越频率(fC)。因开关噪声缘故，fC大于10 kHz时要求无噪声布线，难于设计。故不推荐在较高的频率交越，直接选定fC为10 kHz。
 (5)
 (6)
我们选择的是2颗松下FM系列的1,000µF 16 V电容。从电容规范中解析出： Ic,rms=5.36 A @ TA=+105 ℃ RESR,low = 8.5 mW @ TA = +20 ℃ RESR,high = 28.5 mW @ TA = -10 ℃ 接下来，以DIout = 5 A 来计算DVout ，见等式(7)：  (7)
这里有一个经验法则，就是选择等式(6)计算出来的值一半的等效串联电阻(ESR)电容：RESR,max = 22 mW @ 0 ℃。这个规则考虑到了电容工艺变化，以及留出一些电源在极低环境温度条件下启动工作时的裕量。 最大峰值到峰值电流(ΔIL)的计算见等式(8)：  (8)
要获取输出电感值，我们能够写出关闭时间期间的降压纹波电流等式：  (9)
对等式(9)进行转换，就可以得到等式(10)，最终我们选择27 µH的标准值。  (10)
输出电容的均方根电流(ICout,rms)计算见等式(11)：  (11)
其中，额定电感时间常数(τ)的计算见等式(12)：  (12)
经过一系列计算(详细计算过程参见参考资料3)，可以得到：次级峰值电流(IL_pk)为11.13 A，次级谷底电流(IL_valley)为8.86 A，初级峰值电流(Ip_pk)为0.95 A，初级谷底电流(Ip_valley)为0.75 A，初级均方根电流(Ip,rms)为0.63 A。 4) MOSFET 由于NCP1252是双开关正激转换器，故作为开关的功率MOSFET的最大电压限制为输入电压。通常漏极至源极击穿电压(BVDSS)施加了等于15%的降额因数，如果我们选择500 V的功率MOSFET，降额后的最大电压应该是：500 V x 0.85 = 425 V。我们选择的功率MOSFET是采用TO220封装的FDP16N50，其BVDSS为500 V，导通阻抗(RDS(on))为0.434 Ω(@Tj=110℃)，总门电荷(QG)为45 nC，门极至漏极电荷(QGD)为14 nC。 MOSFET的导电损耗、开关导通损耗计算见等式(13)到(14)： 
其中，交迭时间(Δt)由下列等式计算得出：  (15)
MOSFET的开关关闭损耗见等式(16)：  (16)
其中，交迭时间(Δt)由下列等式计算得出：  (17)
因此，MOSFET的总损耗为： Plosses=Pcond+PSW,on+PSW,off=173+149+324=646 mW (18) 5) 二极管 次极二极管D1和D2维持相同的峰值反相电压(PIV)，结合二极管降额因数(kD)为40%，可以计算出PIV，见等式(19)：  （19)
由于PIV100 V，故能够选择30 A、60 V、TO-220封装的肖特基二极管MBRB30H60CT。 二极管导通时间期间的导电损耗为： Pcond,forward=IoutVfDCmax=10x0.5x0.45=2.25 W (20) 关闭时间期间的导电损耗为： Pcond,freewheel=IoutVf(1-DCmin)=10x0.5x(1-0.39) =3.05 W (21) NCP1252应用设计：NCP1252元件计算 1) 用于选择开关频率的电阻Rt 采用一颗简单电阻，即可在50至500 kHz范围之间选择开关频率(FSW)。假定开关频率为125 kHz，那么我们就可以得到：  (22)
其中，VRt是Rt引脚上呈现的内部电压参考(2.2 V)。 2) 感测电阻 NCP1252的最大峰值电流感测电压达1 V。感测电阻(Rsense)以初级峰值电流的20%余量来计算，其中10%为励磁电流，10%为总公差： 
3) 斜坡补偿 斜坡补偿旨在防止频率为开关频率一半时出现次斜坡振荡，这时转换器工作在CCM，占空比接近或高于50%。由于是正激拓扑结构，重要的是考虑由励磁电厂所致的自然补偿。根据所要求的斜坡补偿(通常为50%至100%)，仅能够外部增加斜坡补偿与自然补偿之间的差值。 目标斜坡补偿等级为100%。相关计算等式如下： 内部斜坡： 
4) 输入欠压电阻 输入欠压(BO)引脚电压低于VBO参考时连接IBO电流源，从而产生BO磁滞。 
NCP1252演示板图片及性能概览 NCP1252演示板的详细电路图参见参考资料2,其顶视图和底视图则见图3。 
图3：NCP1252演示板的顶视图及底视图。 在室温及额定输入电压(390 Vdc)条件下，NCP1252演示板不同负载等级时的能效如图4所示。从此图可以看出，负载高于40%最大负载时，工作能效高于90%。这演示板还能藉在转换器次级端同步整流，进一步提升能效达几个百分点。 
图4：NCP1252演示板在室温及额定输入电压(390 Vdc)条件下的能效图。 如前所述，NCP1252提供软启动功能，其中一个目标应用就是替代UC38xx。NCP1252有一个专用引脚，支持调节软启动持续时间及控制启动期间的峰值。 另外，NCP1252的待机能耗性能也很突出。这器件能藉将输入欠压(BO)引脚接地来关闭，而关闭时VCC输入端汲入的电流小于100 µA。 总结： 本文介绍了正激转换器磁芯复位技术的原理，比较了三次绕组、RCD钳位及双开关正激等常见的磁芯复位技术，分析了双开关正激转换器的优势，并结合安森美半导体基于双开关正激磁芯复位技术的NCP1252固定频率控制器，分享了这双开关正激转换器的应用设计过程。这器件集成了输入欠压检测、软启动及过载检测等众多特性。测试结果显示，NCP1252提供极高的工作能效和极低的待机能耗，适合UC38xx替代、ATX电源、适配器及其它任何要求低待机能耗的应用。 (责任编辑：电路图) |
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