基于DSC的直流电机半桥驱动电路的设计

硬件设计

　　本系统的半桥驱动电路如图2所示。其中PWM控制信号由TMS320F2810的通用定时器1产生。该信号在IR2183内部通过死区控制器和电平转换控制逻辑，变为两路带死区切换的互补信号，分别从HO和LO引脚输出控制半桥的上下两个MOS场效应管轮流导通。当PWM信号由低变为高时，LO输出低电平，关闭下端开关管Q2，经过一个死区时间后HO输出高电平，自举电容C2通过HO放电，驱动上端开关管Q1开通。电机电源通过Q1的漏极施加到电机上，驱动电机运转。当PWM信号由高变为低时，HO输出低电平，Q1关断，经过一个死区延时后，LO输出高电平驱动Q2开启，向自举电容提供充电回路，系统电源通过二极管D1向自举电容C2充电。当PWM信号保持为低电平时，Q2可保持开通状态，为电机提供刹车回路。

　　在半桥驱动电路和直流电机之间，串接的电流传感器将流入电机的电流量转换为电压值，提供给DSC的ADCINA0端口进行监测。

　　考虑到MOS场效应管关断延时比开启延时要长很多，为了缩短关断时的不稳定过程，减少开关损耗，在Q1和Q2的栅极电阻R1和R3上分别并联一个反向的二极管D3和D4。同时，D4还可以避免在上端MOS管Q1快速导通时，下端MOS管Q3的栅极因耦合电压上升而导致短路现象。

　　在Q1和Q2都关断时，A点处于悬浮状态，其电位不确定。当Q1导通时，A点电位又会变为15V，而要驱动N沟道MOSFET管可靠导通，必须在栅极施加一个正电压，使V_GD>10~15V。因此，施加在Q1的栅极驱动电压必须根据A点电位进行浮动。IR2183的浮动地引脚VS和芯片内部的高压发生器与外部的自举二极管和自举电容一起形成一个自举升压电路，可为Q1提供可靠的导通电压。本系统中D1和C2串联形成了一个自举电路。其中D1的电流额定值应大于等于MOS场效应管的门级电荷Qg与最高开关频率的乘积。若最高开关频率为100kHz，则对于IRF640来说，D1的额定电流值应大于5.8mA。同时为了减小自举电容C2储存的电荷损耗，应当选择高温反向漏电流小的超快恢复二极管。

　　由于电解电容存在有漏电流的问题，因此要尽量避免使用电解电容作为自举电容。同时最小自举电容的容值可根据公式1来计算：

　　(公式1)

　　其中：
　　Q_g= 高端MOS场效应管的栅极电荷
　　f = 工作频率
　　I_Cbs(leak)= 自举电容漏电流
　　I_qbs(max)= 最大VBS静态电流
　　V_CC= 逻辑电路部分的电源电压
　　V_f= 自举二极管的正向压降
　　V_LS= 低端场效应管的导通压降
　　V_Min= VB与VS之间的最小电压
　　Q_ls= 每个周期电平转换所需要的电荷(对于600V的半桥驱动器，该参数通常为5nC)

系统可靠性设计

　　由于直流电机是感性负载，因此当Q1关断时，负载的电流不能突变，会转换到由Q2的续流二极管进行续流。由于在Q2的源极和漏极的电路引线上都存在有杂散电感Ls2和Ld2，如图3所示。加上续流二极管的导通延时，导致VS端的电压会负过冲到参考地(COM端)以下。IR2183可保证VS相对COM端有5V的负过冲能力。但如果超过5V，IR2183的高端输出(HO)将被锁定，而不响应输入信号的控制。轻者导致电路功能发生暂时性的错误，重则使LO和HO输出都为高，导致半桥短路而烧毁器件。