LED照明回路中恢复二极管的选择
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3 问题分析
图1中采用恒定频率的工作模式，电流采样电阻RCS(由R2、R3、R4并联组成)，R1电阻阻值为100k Ω，工作频率为200kHz。
通电后，U1的GATE管脚输出高电平，Q1导通，+24V电源电流经滤波器件后到U1管脚1，再经D3、L3、Q1、RCS流回24V地，此时是电感L3储能过程；U1通过电流采样电阻RCS检测其两端的电压，当电压达到250mV时，U1的GATE管脚输出低电平，关断Q1。回路中由于电感L3存储了电能，当Q1关断后，L3将释放其储能，释放回路为：电流从L3的一端流出，经D2、D3，最后回到L3的+端，维持D3继续发光。
3．1恢复二极管恢复特性
二极管和一般开关的不同在于“开”与“关”由所加电压的极性决定，而且“开”态有微小的压降，“关”态有微小的电流。当电压由正向变为反向时，电流并不立刻成为-I0，而是在一段时间ts内反向电流始终很大，二极管并不关断；经过ts后，反向电流才逐渐变小，再经过tf时间，二极管的电流才成为-I0，二极管关断，如图4所示。ts称为储存时间，tf称为下降时间，trr称为反向恢复时间，以上过程称为反向恢复过程，这实际上是由电荷存储效应引起的。反向恢复时间就是存储电荷耗尽所需要的时间。本文引用地址：//m.amcfsurvey.com/article/167365.htm
图5是引用超快速恢复二极管ES1D的使用手册中的关断特性曲线和测试电路。从图中可以看出，ES1D反向恢复时间35ns，比普通二极管的恢复时间要短得多，同时ts也要小。
从图4、5可知，由于反向恢复过程存在，当二极管的两端电压由正向变为反向时，二极管并不马上关断，经过trr后才真正关断。
3．2 MOSFET管导通特性
图6是MOSFET管的开关时间测试电路与波形。
3．2．1 开启时间ton
当VGS由低电平变为高电平时，MOSFET管导通，VDS由高电平变为低电平。MOSFET管从截止到饱和所需的时间就是开启时间，包括VGS导通延迟时间td(on)和VDS的导通时间tr。即
ton=td(on)+tr
3．2．2 关闭时间toff
当VGS由高电平变为低电平时，MOSFETF管截止，VDS由高电平变为低电平。MOSFET管从截止到饱和所需的时间就是关断时间。包括VGS关断延迟时间td(off)和VDS的关断时间tf。即
toff=td(off)+tf
通常情况下，toff>ton，开关时间一般在纳ns数量级，高频应用时需考虑。
3．3 问题原因
由于恢复二极管trr的客观存在，图1中电路的实际工作过程如下：
工作阶段：U1中GATA输出高电平，经过ton时间后，Q1导通，D2关断，24V电源从正流出，经滤波电路后到U1管脚1，再经D3、L3、Q1、RCS流回电源负端。此时L3充电储能。
续流阶段：U1中GATA输出低电平，经过toff时间后，Q1关断，D2正向导通，电流从L3的+端流出，经D2、D3，最后回到L3的一端，电感释放储能。
纯消耗阶段：Q1导通，D2处于trr阶段；24V电源从正流出，经D2(D2反向导通)，Q1、RCS回到电源负。RCS阻值为0．4 Ω，此时回路电流很大(24／0．4=60A)，且能量全部转换为热能，消耗在D2、R2、R3、R4、Q1管上，引起器件的发热。
文章中电路工作是工作阶段、续流阶段、纯消耗阶段三种阶段周而复始的循环过程。纯消耗阶段越短，电流流经D3回路的时间越长，装置效率越高。
文章中电路初期设计中，选用了快速恢复二极管FR207，trr为150ns，当MOSFET管工作频率为200kHz时，即周期为5 μs，根据图3中的描述，电感电流工作在连续的模式，此时在一个周期中，占空比略大于0．5，也就是说trr为工作阶段的的6％(0．1 5／2．5=0．06)，另外纯消耗阶段回路电流(60／0．63≈10)约为其他阶段的10倍，正是FR207的trr太大造成了器件发热，效率低，达不到设计要求。
3．4 问题的解决
将FR207更换为ES1D后，纯消耗阶段缩短了4倍，问题解决。实际上将ES1D更换为肖特基二极管SS1100效果更好，用测试设备测试FR20、ES1D、SS1100的恢复时间，结果SS1100最短(约为10 ns)，同时验证了本章的分析。
4 结论
在由PWM芯片实现的LED恒流驱动电路中，续流回路二极管应该选用trr短的超快速恢复二极管，当电压低时，尽量选用肖特基二极管。通常情况，我们常常会忽略掉纯消耗阶段的存在，真正理解了二极管的反向恢复特性，才能设计出合理的电路。另外当二极管在较高频率当作“开关”使用时，如果反向脉冲的持续时间比trr短，则二极管在正、反向都可导通，起不到开关作用，即二极管的单向导电性在一定的频率范围内是正确的。
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