基于PWM电流型DC/DC变换器的研究

　　3.3 UC3825B 的限流和占空比控制

　　变压器初级电流流过取样电阻R后，在R两端产生正比于初级电流的电压，该电压经 RC 滤波加到 UC3825B 的9脚，从而实现逐周限流。正常工作状态下，UC3825的9脚输入电压必须低于1V 门限电压。9脚输入电压超过1V时，脉宽将随之变窄。当9脚输入电压超过1.4V时，输出电流中断，并且 UC3825B 开始软启动程序。

　　利用斜坡 RAMP 脚（7脚）输入信号， UC3825B 可以实现电流型控制或常规的占空比控制。当该脚接定时电容器时，UC3825B 可以实现占空比控制。当 RAMP 脚接电流取样电阻时，UC3825B 可以实现电流型控制。在这种应用电路中，初级电流波形经过很小的RC滤波网络后，产生斜坡波形。RC网络的作用是斜率补偿。该输入信号的动态范围为1.3V,通常用来产生 PWM 斜率补偿。

　　3.4 同步整流电路

　　过去低电压输出的 DC/DC 开关变换器采用肖特基二级管作为同步整流管，其正向压降约为0.4 ~0.65V,低电压、大电流时通态功耗很大。因功率MOSFET管的正向压降很小，所以用功率MOSFET管作为输出的整流管。与肖特基二极管相比，用功率 MOSFET 管的优点除了正向压降很小外，还有阻断电压高，反向电流小等优点。图2所示为输出全波同步整流电路。功率MOSFET管VT1、VT2为两个整流管（VD1、VD2分别为VT1、VT2内部反并联二极管）。当变压器次级绕组同名端为正时，VT2、VD2同时导通，VT1、VD1阻断 ,在L1续流期间，VT1、VT2截止，VD1、VD2同时导通续流；反之，当变压器次级绕组同名端为负时，VT1、VD1同时导通，VT2、VD2阻断，在 L1续流期间，VT1、VT2截止，VD1、VD2同时导通续流。

　　采取此功率 MOSFET 管整流电路，可以大大提高整流效率。输出+5V/20A,采取导通电阻10mΩ的功率 MOSFET 管，则导通损耗为：

　　PON=10mΩ×（20A）2=4×103mW=4w

　　如果采取肖特基二极管整流电路，肖特基二极管的导通压降取0.6V,则导通损耗为：

　　PON=0.6V×20A=12w

　　可见仅整流管损耗就减小8W,效率约能提高6%.

　　3.5 变压器的制造

　　初级绕组 N2与次级绕组 N4之间具有较紧密的耦合；而初级绕组 N1到初级绕组 N2之间的耦合不很严格。

　　3.6 高频设计

　　需要特别注意外部导体和元件的布置，减小不必要的电感和电容影响。所有的导线长度必须尽可能地短。印制电路板应仔细地布置元件及其连接。功率 MOSFET 管栅极的电阻应选碳成分的电阻，以降低串联电感。

　　4 结论

　　利用高频电流型 PWM 控制器 UC3825B 研制的100W、1MHz 电流型 DC/DC 变换器在设计上完全满足指标要求；并且，由于采用功率 MOSFET 管全波同步整流电路，使效率高达86%;这也表明电流型控制具有许多优势。