驱动LED阵列的同步降压开关电源

M1包括D3 R1，构成非对称驱动电路。在这个设计的早期版本中可以发现，穿通电流是一个问题。穿通定义为，由于M1和M2同时导通，电流直接从VBATT流到GND 。控制驱动M1 和 M2的时机非常重要，因此添加R1来延缓M1的导通时间。这可使M2有足够的时间，以便在M1导通时M2断开。CS5165A提供了一定的不重叠时间，但是增加这个电路的收获更多。当驱动周期反向时，二极管D3 减小了M1的关断时间。而当M2必须导通而且M1必须快速关断时，这减少了穿通现象。

另一个减少穿通现象并且提高效率的电路是D5、R5 C6的网络。在开关节点存在高dV/dT的情况下，下部MOSFET M2 可以通过它自己的漏极-栅极电容导通。增加D5、R5 C6可以减少这种效应：当IC的下部MOSFET驱动信号(VgateL)变高时，电流会流过二极管和电阻到FET的源极。这个电流会在电容上建立一个电压，大小等于二极管上的压降。二极管D5是一个双二极管，所以电压大约为1.2V。那么，当下部MOSFET驱动信号 (VgateL)驱动到地时，由于C6上的电压，M2的栅极实际上驱动到地以下。这个电压足够使上部MOSFET M1导通时关断M2。

最后，用放大器放大RSENSE1上产生的检测电压。实现的电路是一个差动配置，电压增益为10。因此，RSENSE1上产生的电压，在稳流的整个范围内，在125 mV和354 mV 之间变化。结果是，和用直接正向检测电阻方法比较，其功耗为1/10。如果RSENSE1 是0.7 欧姆而不是0.07欧姆，在检测电阻上就要浪费大约18瓦!

性能

按照原理图建立电路后，得到了以下性能数据。首先，绘出实际的输出电流IOUT ，作为是可编程参考电压VREF的函数的曲线。VREF可以从1.340 V 到2.090 V以50 mV的步长，以及在 2.140 V 到 3.540 V以100 mV的步长进行选择。其性能在图6中一目了然。

图6中所画的值代表9 V 到15 V测试输入电压的工作情况。注意到设置值从50 mV 步长变到100 mV 步长处有清楚的反射点。通过改变RSENSE1的值可以简单的改变此电路的总体工作范围。也注意到对于各种输入电压，IOUT 的改变很小。

下面的一组工作波形如图7所示。注意到工作频率发生改变，因为 CS5165A 是一个恒定关断时间的控制器。元件C12设置了关断时间的值。关断时间保持固定，而导通时间会根据负载要求而改变。在这种情况下，负载电流改变，将增加LED 阵列上的压降。在经典的稳压器中，占空比根据步降电压比改变。因为电压比随不同的负载电流有效的改变，占空比也发生变化。注意到图7中的波形测量值就可以得出这些结果。也要注意通过L1的纹波电流。

下面简单地探讨效率问题。以下讨论参见图8。可以看到，电路一般在较低的输入电压和较重的负载时效率最高。在所有工作情况下，总的效率不会低于75%。

结论

总的来说，较高输入电压时效率较低，因为启动电路和CS5165A允许的最大输入电压有限制。齐纳二极管D4选作为一个18V器件。考虑到Q1的基极 - 发射极 的~0.7V结压降，这仍然可使CS5165A上施加了17.3V电压。尽管这稍微超过了数据表上的最大VCC 值，但依然可使上部MOSFET在较高的VBATT 值时被稍微驱动。如果上部MOSFET驱动得太轻，它将会工作在欧姆区，会在MOSFET中引起比预计更多的导通损耗。

本文描述的电路满足了驱动高功率并联LED 阵列的目标。这种方法的一些限制在于LED 阵列自身的配置。各种并联与分支电路会根据LED器件匹配情况承载不同的电流。尝试监视并控制各个分支电路比重新安排阵列需要更多的努力。处理这种限制的更好阵列是串联所有LED器件，并且从汽车电池升压，以满足要求。这种方法也有其缺点。但是，一旦有了并联LED 阵列，此电路能提供许多有用的功能来驱动这样的配置。