高压直流开关电源的设计与实验研究

作者：时间：2012-12-24 来源：网络收藏

2．2．1 移相全桥ZVS的实现
开关管零电压关断的原因是由于存在结电容，导致两端电压不能突变。零电压开通则需要足够的能量给将要开通的开关管结电容放电，给关断的开关管结电容充电，同时还要抽走变压器初级绕组中寄生电容CTR中的电荷。对于超前桥臂，该能量由谐振电感Lr和折算到初级的滤波电感Lf串联共同提供，Lf很大，所以容易实现ZVS。而对于滞后桥臂，由于此时变压器次级被短路，能量仅由Lr提供，所以滞后桥臂实现ZVS较困难。特别是负载很轻时，Lr中的能量不够完成结电容的充放电转换，滞后桥臂就不能实现ZVS。为满足滞后桥臂的ZVS，必须使Lr取值较大。
2．2．2 次级占空比丢失问题
次级占空比Ds小于初级占空比Dp，其差值即为次级占空比丢失，即Dlose=Dp-Ds。占空比丢失原因是初级电流ip由正向(或负向)变化到负向(或正向)，负载电流需要一段时间，即为图3中的[t3～t6]和[t12～t15]。在这段时间内，虽然初级有电压，但ip不足以提供负载电流，次级整流管全部导通，变压器初、次级短路，负载处于续流阶段，整流输出为零。这样次级就丢失了[t3～t6]和[t12～t15]这两段时间的方波电压，它与开关周期Ts的比值即为Dloss，Dloss=(t3,6+t12,15)／Ts=2t3,6／Ts，其中t3,6=Lr[ILf(t3)-ILf(t6)／K]／Uin，则可得：
Dloss=2Lr[ILf(t3)-ILf(t6)／K]／(UinTs) (3)
由式(3)可知，Dloss与Lr和iLf成正比，与Uin和变压器变比K成反比。因此，Lr的值需权衡取值，既要在尽可能宽的范围内保证软开关，又不能太大，以免造成较大的占空比丢失。
2．2．3 谐振电感的选取
滞后桥臂要实现ZVS，Lr必须满足：

式中：I为滞后开关管关断时ip的大小；Coss为开关管在Uin时的输出电容。
选择在1／3负载以上实现滞后桥臂软开关，要求输出滤波电感电流的最大脉动量△ILf为最大输出电流的20％，则：
I=(Io／3+△ILf／2)／K=4．09 A (5)
由式(4)可求出Lr>19μH，实际选择20μH。
2．2．4 次级整流桥输出寄生振荡的抑制
ZVS移相全桥变换器输出整流二极管都未工作在软开关状态，存在反向恢复的过程。在输出整流二极管换流时，Lr(包括变压器漏感)和整流桥二极管的结电容及变压器寄生电容之间会发生谐振，使整流桥输出产生寄生振荡和电压尖峰。此处通过初级加箝位二极管来解决这一突出问题。为详细说明箝位二极管的抑制作用，针对图3中t∈[t7，t8]这一模态进行分析：在t7时刻，由于Lr与CVDR1和CVDR4谐振工作，使得两者的电压上升至Uin／K，此时uBC上升至Uin，C点电位变为零，箝位管VDVQ2导通，将uBC箝位在Uin，则CVDR1和CVDR4的电压被箝位在Uin ／K，防止其电压继续上升，从而消除了整流桥的振荡尖峰和二极管反向恢复造成的损耗。此时，iLr=-I4，ip=iLr+iVDVQ2。到t8时刻，iVD VQ2线性下降至零，VDVQ2自然关断，模态结束。
2．2．5 变压器初级直流分量的抑制
实际电路中，开关管的开关速度或导通压降不同或开关管的驱动信号不一致时，功率转换电路便工作在不平衡状态。此时磁通变化幅度不相同，工作区域将偏向一个象限，引起磁芯单向饱和并产生过大的ip，从而导致开关管的损坏，最终使变换器不能正常工作。为了让全桥变换电路更可靠的工作，抑制变压器初级电压的直流分量采用变压器初级串接隔直电容Cb。Cb和输出滤波电感折算到初级的电感值形成串联谐振网络，谐振频率表达式如下：

折算到变压器初级的滤波电感值LLf=K2Lf。为了尽可能让Cb充放电呈线性化，fT必须远小于变换器的开关频率fs，取fr=0．1fs，由式(6)，LLf=K2Lf及fr=0．1fs可求得Cb=1．2μF，实际取两个1μF／400 V的云母电容并联。

3 控制系统的设计
3．1 APFC控制方案
APFC控制采用平均电流法，系统框图见图4。采用电流、电压双闭环控制，电流环使输入电流更接近正弦波，电压环使APFC输出电压稳定。

本文引用地址：//m.amcfsurvey.com/article/175941.htm