反激电源以及变压器设计解析

　　所以根据这个我们从波形图中可以看到，当MOS开通时，次级电流还没有降到零。而MOS开通时，初级电流并不是从零开始上升，故而，这个例子中的电路是工作在CCM模式的。我们说过，CCM模式是能量不完全转移的。也就是说，储存在磁芯中的能量是没有完全释放的。但进入稳态后，每周期MOS开通时新增储存能量是完全释放到次级的。否则磁芯会饱和的。

　　在上面的电路中，如果我们增大输出负载的阻值，降低输出电流，可以是电路工作模式进入到DCM状态。为了使输出电压保持不变，MOS的驱动占空比要降低一点。其他参数保持不变。

　　同样，设定瞬态扫描，时间10ms，步长10ns，看看稳态时的波形吧：

　　t0时刻，MOS开通，初级电流线性上升。

　　t1时刻，MOS关断，初级感应电动势耦合到次级向输出电容转移能量。漏感在MOS上产生电压尖峰。输出电压通过绕组耦合，按照匝比关系反射到初级。这些和CCM模式时是一样的。这一状态维持到t2时刻结束。

　　t2时刻，次级二极管电流，也就是次级电感电流降到了零。这意味着磁芯中的能量已经完全释放了。那么因为二管电流降到了零，二极管也就自动截止了，次级相当于开路状态，输出电压不再反射回初级了。由于此时MOS的Vds电压高于输入电压，所以在电压差的作用下，MOS的结电容和初级电感发生谐振。谐振电流给MOS的结电容放电。Vds电压开始下降，经过1/4之一个谐振周期后又开始上升。由于RCD箝位电路的存在，这个振荡是个阻尼振荡，幅度越来越小。

　　t2到t3时刻，变压器是不向输出电容输送能量的。输出完全靠输出的储能电容来维持。

　　t3时刻，MOS再次开通，由于这之前磁芯能量已经完全释放，电感电流为零。所以初级的电流是从零开始上升的。

　　从CCM模式和DCM模式的波形中我们可以看到二者波形的区别：

　　1，变压器初级电流，CCM模式是梯形波，而DCM模式是三角波。

　　2，次级整流管电流波形，CCM模式是梯形波，DCM模式是三角波。

　　3，MOS的Vds波形，CCM模式，在下一个周期开通前，Vds一直维持在Vin+Vf的平台上。而DCM模式，在下一个周期开通前，Vds会从Vin+Vf这个平台降下来发生阻尼振荡。

　　所以，只要有示波器，我们就可以很容易从波形上看出来反激电源是工作在CCM还是DCM状态。

　　另外，从DCM的工作波形上，我们也可以得到一些有意义的提示。

　　例如，假如我们控制使次级绕组电流降到零的瞬间，开通MOS进入下一个周期。这样可以有效利用占空比，降低初级电流峰值和RMS值。

　　这种工作方式就是叫做CRM方式。可以用变频带电流过零检测的IC来控制。例如L6561MC34262等。

　　还有一种方式，就是次级电流过零后，MOS结电容和初级电感谐振放电，我们假如让MOS在Vds降到最低点的时候开通，那么可以有效降低容性开通造成的能量损失。这种就是前面提到过的QR准谐振模式。这样的控制IC现在也有很多。

　　t1时刻，Q1关断，由于电感电流不能突变，所以，电感电流通过D1，向C1充电。并在C1两端电压作用下，电流下降。

　　t2时刻，电感电流和二极管电流降到零。D1截止，MOS的结电容和电感开始发生谐振。所以可以看见MOS的Vds电压出现周期性的振荡。

　　t3时刻，Q1再次开通，进入一个新的周期。

　　在这个工作模式中，因为电感电流会到零，所以是电流不连续的DCM模式。有叫做能量完全转移模式，因为电感中储存的能量完全转移到了输出端。而二极管因为也工作在DCM状态，所以没有反向恢复的问题。 但是我们应该注意到，DCM模式的二极管、电感和MOS漏极的峰值电流是大于上面的CCM模式的。

　　需要注意的是在DCM下的伏秒积的平衡是：

　　Vin×(t1-t0)=Vout(t2-t1)

　　只是个波形的正反问题。就好象示波器的探头和夹子如果反过来，那么波形就倒过来。

　　你注意看图的右边，看波形具体的定义是什么。有的波形是两个点相减出来的。

　　看波形图也要配合这原理图来看的。

　　当MOS开通的时候，二极管D1承受着反压，是一个负的电压。MOS关断的时候，二极管导通，正向压降很低二极管的反向恢复，和其工作时PN结的载流子的运动有关系。DCM时，因为二极管已经没有电流流过了，内部载流子已经完成了复合过程。所以不存在反向回复问题。会有一点点反向电流，不过那是结电容造成的。

　　在CCM和DCM模式有个过渡的状态，叫CRM，就是临界模式。这个模式就是电感电流刚好降到零的时候，MOS开通。这个方式就是DCM向CCM过渡的临界模式。CCM在轻载的时候，会进入DCM模式的。CRM模式可以避免二极管的反向恢复问题。同时也能避免深度DCM时，电流峰值很大的缺点。要保持电路一直工作在CRM模式，需要用变频的控制方式。

　　我还注意到，在DCM模式，电感电流降到零以后，电感会和MOS的结电容谐振，给MOS结电容放电。那么，是不是可以有种工作方式是当MOS结电容放电到最低点的时候，MOS开通进入下一个周期，这样就可以降低MOS开通的损耗了。答案是肯定的。这种方式就叫做准谐振，QR方式。也是需要变频控制的。不管是PWM模式，CRM模式，QR模式，现在都有丰富的控制IC可以提供用来设计。

　　2、那么我们常说，反激flyback电路是从buck-boost电路演变而来，究竟是如何从buck-boost拓扑演变出反激flyback拓扑的呢?请看下面的图：

　　这是基本的buck-boost拓扑结构。下面我们把MOS管和二极管的位置改变一下，都挪到下面来。变成如下的电路结构。这个电路和上面的电路是完全等效的。

　　接下来，我们把这个电路，从A、B两点断开，然后在断开的地方接入一个变压器，得到下图：

　　为什么变压器要接在这个地方?因为buck-boost电路中，电感上承受的双向伏秒积是相等的，不会导致变压器累积偏磁。我们注意到，变压器的初级和基本拓扑中的电感是并联关系，那么可以将变压器的励磁电感和这个电感合二为一。另外，把变压器次级输出调整一下，以适应阅读习惯。得到下图：

　　这就是最典型的隔离flyback电路了。由于变压器的工作过程是先储存能量后释放，而不是仅仅担负传递能量的角色。故而这个变压器的本质是个耦合电感。采用这个耦合电感来传递能量，不仅可以实现输入与输出的隔离，同时也实现了电压的变换，而不是仅仅靠占空比来调节电压。

　　由于此耦合电感并非理想器件，所以存在漏感，而实际线路中也会存在杂散电感。当MOS关断时，漏感和杂散电感中的能量会在MOS的漏极产生很高的电压尖峰，从而会导致器件的损坏。故而，我们必须对漏感能量进行处理，最常见的就是增加一个RCD吸收电路。用C来暂存漏感能量，用R来耗散之。