工程师不可不知的开关电源关键设计（六）

作者：时间：2012-06-19 来源：网络收藏

　　对于正向和负向尖峰，对称的波形是同样需要的，因此从它可以看出控制部分和电源部分在控制内有中心线，且在负载的增大和减少的情况下它们的摆动速率是相同的。

　　上面介绍了开关电源控制环路的两个稳定性判据，就是通过波特图判定小信号下开关电源控制环路的相位裕度和通过负载跃变瞬态响应波形判定大信号下开关电源控制环路的稳定性。下面介绍四种控制环路稳定性的设计方法。

　　4 稳定性设计方法

　　4．1 分析法

　　根据闭环系统的理论、数学及电路模型进行分析（计算机仿真）。实际上进行总体分析时，要求所有的参数要精确地等于规定值是不大可能的，尤其是电感值，在整个电流变化范围内，电感值不可能保持常数。同样，能改变系统线性工作的较大瞬态响应也是很难预料到的。

　　4．2 试探法

　　首先测量好脉宽调整器和功率变换器部分的传递特性，然后用“差分技术”来确定补偿控制放大器所必须具有的特性。

　　要想使实际的放大器完全满足最优特性是不大可能的，主要的目标是实现尽可能地接近。具体步骤如下：

　　（1）找到开环曲线中极点过零处所对应的频率，在补偿网络中相应的频率周围处引入零点，那么在直到等于穿越频率的范围内相移小于315°（相位裕度至少为45°）；

　　（2）找到开环曲线中EsR零点对应的频率，在补偿网络中相应的频率周围处引入极点（否则这些零点将使增益特性变平，且不能按照期望下降）；

　　（3）如果低频增益太低，无法得到期望的直流校正那么可以引入一对零极点以提高低频下的增益。

　　大多数情况下，需要进行“微调”，最好的办法是采用瞬态负载测量法。

　　4. 3 经验法

　　采用这种方法，是控制环路采用具有低频主导极点的过补偿控制放大器组成闭环来获得初始稳定性。然后采用瞬时脉冲负载方法来补偿网络进行动态优化，这种方法快而有效。其缺点是无法确定性能的最优。

　　4．4 计算和测量结合方法

　　综合以上三点，主要取决于设计人员的技能和经验。

　　对于用上述方法设计完成的电源可以用下列方法测量闭环开关电源系统的波特图，测量步骤如下。

　　如图4所示为测量闭环电源系统波特图的增益和相位时采用的一个常用方法，此方法的特点是无需改动原线路。

　　如图4所示，振荡器通过变压器T1引入一个很小的串联型电压V3至环路。流入控制放大器的有效交流电压由电压表V1测量，输出端的交流电压则由电压表V2测量（电容器C1和C2起隔直流电流的作用）。V2/V1（以分贝形式）为系统的电压增益。相位差就是整个环路的相移（在考虑到固定的180°负反馈反相位之后）。

　　输入信号电平必须足够小，以使全部控制环路都在其正常的线性范围内工作。

　　4．5 测量设备

　　波特图的测量设备如下：

　　（1）一个可调频率的振荡器V3，频率范围从10Hz（或更低）到50kHz（或更高）；

　　（2）两个窄带且可选择显示峰值或有效值的电压表V1和V2，其适用频率与振荡器频率范围相同；

　　（3）专业的增益及相位测量仪表。

　　测试点的选择：理论上讲，可以在环路的任意点上进行伯特图测量，但是，为了获得好的测量度，信号注入节点的选择时必须兼顾两点：电源阻抗较低且下一级的输入阻抗较高。而且，必须有一个单一的信号通道。实践中，一般可把测量变压器接入到图4或图5控制环路中接入测量变压器的位置。

　　图4中T1的位置满足了上述的标准。电源阻抗（在信号注入的方向上）是电源部分的低输出阻抗，而下一级的输入阻抗是控制放大器A1的高输入阻抗。图5中信号注入的第二个位置也同样满足这一标准，它位于图5中低输出的放大器A1和高输入阻抗的脉宽调制器之间。

　　5 最佳拓扑结构

　　无论是国外还是国内DC／DC电源线路的设计，就隔离方式来讲都可归结为两种最基本的形式：前置启动+前置PWM控制和后置隔离启动+后置PWM控制。具体结构框图如图6和图7所示。

　　国内外DC／DC电源设计大多采用前置启动+前置PWM控制方式，后级以开关形式将采样比较的误差信号通过光电耦合器件隔离传输到前级PWM电路进行脉冲宽度的调节，进而实现整体DC／DC电源稳压控制。如图6所示，前置启动+前置PWM控制方式框图所示，输出电压的稳定过程是：输出误差采样→比较→放大→光隔离传输→PWM电路误差比较→PWM调宽→输出稳压。Interpoint公司的MHF+系列、SMHF系列、MSA系列、MHV系列等等产品都属于此种控制方式。此类拓扑结构电源产品就环路稳定性补偿设计主要集中在如下各部分：

　　（1）以集成电路U2为核心的采样、比较电路的环路补偿设计；

　　（2）以前置PWM集成电路内部电压比较器为核心的环路补偿设计；

　　（3）输出滤波器设计主要考虑输出电压／电流特性，在隔离式电源环路稳定性补偿设计时仅供参考；

　　（4）其它部分如功率管驱动、主功率变压器等，在隔离式电源环路稳定性补偿设计时可以不必考虑。

　　而如图7所示，后置隔离启动+后置PWM控制方式框图，输出电压的稳定过程是：输出误差采样→PWM电路误差比较→PWM调宽→隔离驱动→输出稳压。此类拓扑结构电源产品就环路稳定性补偿设计主要集中在如下各部分：

　　（1）以后置PWM集成电路内部电压比较器为核心的环路补偿设计；

　　（2）输出滤波器设计主要考虑输出电压／电流特性，在隔离式电源环路稳定性补偿设计时仅供参考。

　　（3）其它部分如隔离启动、主功率变压器等，在隔离式电源环路稳定性补偿设计时可以不必考虑。

　　比较图6和图7控制方式和环路稳定性补偿设计可知，图7后置隔离启动+后置PWM控制方式的优点如下：

　　（1）减少了后级采样、比较、放大和光电耦合，控制环路简捷；

　　（2）只需对后置PWM集成电路内部电压比较器进行环路补偿设计，控制环路的响应频率较宽；

　　（3）相位裕度大；

　　（4）负载瞬态特性好；

　　（5）输入瞬态特性好；

　　（6）抗辐照能力强。实验证明光电耦合器件即使进行了抗辐照加固其抗辐照总剂量也不会大于2x104Rad（Si），不适合航天电源高可靠、长寿命的应用要求。

　　6 结语

　　开关电源设计重点有两点：一是磁路设计，重点解决的是从输入到输出的电压及功率变换问题。二是稳定性设计，重点解决的是输出电压的品质问题。开关电源稳定性设计的好坏直接决定着开关电源启动特性、输入电压跃变响应特性、负载跃变响应特性、高低温稳定性、生产和调试难易度。将上述开关电源稳定性设计方法和结论应用到开关电源的研发工作中去，定能事半功倍。

四、基于UC3875的全桥软开关直流电源设计

　　PWM是英文“Pulse Width Modulation”的缩写，简称脉宽调制，是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术，广泛应用在从测量、通信到功率控制与变换的许多领域中。UCC3895是美国德州仪器公司生产的移相谐振全桥软开关控制器，该系列控制器采用了先进的BCDMOS技术。 UCC3895在基本功能上与UC3875系列和UC3879系列控制器完全相同，同时增加了一些新的功能。

　　本文介绍了一台采用移相谐振控制芯片UC3875作为控制核心设计的开关频率为70kHz、输出功率1.2kW、主电路为移相全桥ZVZCS PWM软开关模式的直流开关电源。

　　l 移相式ZVZCSPWM软开关电源主电路分析

　　在设计制作的1.2kW（480V／2.5A）的软开关电源中，其主电路为全桥变换器结构，四只开关管均为MOSFET（1000V／24A），采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实现ZCS，电路结构简图如图l，VT1～VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，以实现滞后臂VT3、VT4的ZCS，Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T为主变压器，副边由VD5～VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。

　　其基本工作原理如下：

　　当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4，而是根据输出反馈信号决定的移相角，经过一定时间后再关断VT4，在关断VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电压关断。

　　由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时开通VT2，则VT2即是零电压开通。

　　当C1充满电、C2放电完毕后，由于VD2是导通的，此时加在变压器原边绕组和漏感上的电压为阻断电容Cb两端电压，原边电流开始减小，但继续给Cb充电，直到原边电流为零，这时由于VD4的阻断作用，电容Cb不能通过VT2、VT4、VD4进行放电，Cb两端电压维持不变，这时流过VT4电流为零，关断VT4即是零电流关断。

　　关断VT4以后，经过预先设置的死区时间后开通VT3，由于电压器漏感的存在，原边电流不能突变，因此VT3即是零电流开通。

　　VT2、VT3同时导通后原边向负载提供能量，一定时间后关断VT2，由于C2的存在，VT2是零电压关断，如同前面分析，原边电流这时不能突变，C1经过VD3、VT3、Cb放电完毕后，VD1自然导通，此时开通VT1即是零电压开通，由于VD3的阻断，原边电流降为零以后，关断VT3，则VT3即是零电流关断，经过预选设置好的死区时间延迟后开通VT4，由于变压器漏感及副边滤波电感的作用，原边电流不能突变，VT4即是零电流开通。

　　这种采用超快恢复二极管阻断原边反向电流方式的移相式ZVZCS PWM全桥变换器拓扑的理想工作波形如图2所示，其中Uab表示主电路图3中a、b两点之间的电压，ip为变压器T原边电流，Ucb为阻断电容Ub上的电压，Urect是副边整流后的电压。

　　2 基于UC3875的主控制回路设计

　　为了实现主回路开关管ZVZCS软开关，采用UC3875为其设计了PWM移相控制电路，如图3所示。考虑到所选MOSFET功率比较大对芯片的四个输出驱动信号进行了功率放大，再经高频脉冲变压器T1、T2隔离最后经过驱动电路驱动MOSFET开关管。整个控制系统所有供电均用同一个15V直流电源，实验中设置开关频率为70kHz，死区时间设置为1.5μs，采用简单的电压控制模式，电源输出直流电压通过采样电路、光电隔离电路后形成控制信号，输入到UC3875误差放大器的EA一，控制UC3875误差放大器的输出，从而控制芯片四个输出之间的移相角大小，使电源能够稳定工作，图中R6、C5接在EA一和E／AOUT之间构成PI控制。在本设计中把CS+端用作故障保护电路，当发生输出过压、输出过流、高频变原边过流、开关管过热等故障时，通过一定的转换电路，把故障信号转换为高于2.5V的电压接到CS+端，使UC3875四个输出驱动信号全为低电平，对电路实现保护。

　　图4是开关管的驱动电路。隔离变压器的设计采用AP法、变比为l：1.3的三绕组变压器。UC3875输出的单极性脉冲经过放大电路、隔离电路和驱动电路后形成+12V／一5V的双极性驱动脉冲，保证开关管的稳定开通和关断。

　　3 仿真与实验结果分析

　　PSpice是一款功能强大的电路分析软件，对开关频率70kHz的ZVZCS软开关电源的仿真是在PSpice9.1平台上进行的。

　　实验样机的主回路结构采用图1所示的电路拓扑，阻断二极管采用超快恢复大功率二极管RHRG30120，其反向恢复时间在100ns以内，满足70kHz开关频率的要求。开关管MOSFET采用IXYS公司的IXFK24N100开关管，这种型号MOS管自身反并有超快恢复二极管，其反向恢复时间约250ns。

　　图5是超前桥臂开关管驱动电压与管压降波形图，（a）为仿真波形、（b）为实验波形，可见超前臂开关管完全实现了ZVS开通，VT1、VT2关断时是依赖其自身很小的结电容来实现的，从图中可以看出，关断时也基本实现了ZVS关断。

　　图6是滞后桥臂开关管驱动电压与电流波形图，（a）为仿真波形、（b）为实验波形；图7是滞后臂开关管管压降与电流波形图，（a）为仿真波形、（b）为实验波形，从图6、图7可以看出滞后臂开关管VT3、VT4很好地实现了ZCS关断，关断时开关管电流已经为零；滞后臂开关管完全开通之前，开关管电流也几乎为零，基本实现了ZCS开通。而且滞后桥臂开关管VT3、VT4可以在很大负载范围内实现ZCS开关。

　　图8是两桥臂中点之间的电压Uab的波形图，（a）为仿真波形、（b）为实验波形。图9是阻断电容Cb上的电压U曲波形，（a）为仿真波形、（b）为实验波形。从图上可以看出，由于有Ucb的存在，Uab不是一个方波。当Uab=0时，阻断电容Cb上的电压Ucb使原边电流ip逐渐减小到零，由于阻断二极管的阻断作用，ip不能反向流动，从而实现了滞后桥臂的ZCS开关。

　　4 结论

　　本文在介绍了移相谐振控制芯片UC3875的工作特点并详细分析了采用串联阻断二极管的移相式ZVZCS PWM软开关工作特性的基础上，设计了一台1.2kW、开关频率70kHz的全桥软开关直流电源，并应用PSpice软件进行了仿真，实验结果与仿真结果基本符合。实验表明以UC3875为核心的控制部分结构简单可靠，电源主电路开关管均实现了软开关，并克服了单纯的ZVS或ZCS软开关模式的缺点，可有效减小开关管开关过程引起的损耗，有利于提高电源开关频率，减小电源体积和重量。

五、开关电源纹波产生分析

　　随着SWITCH 的开关，电感L 中的电流也是在输出电流的有效值上下波动的。所以在输出端也会出现一个与SWITCH 同频率的纹波，一般所说的纹波就是指这个。它与输出电容的容量和ESR 有关系。这个纹波的频率与开关电源相同，为几十到几百KHz。

　　另外，SWITCH 一般选用双极性晶体管或者MOSFET，不管是哪种，在其导通和截止的时候，都会有一个上升时间和下降时间。这时候在电路中就会出现一个与SWITCH 上升下降时间的频率相同或者奇数倍频的噪声，一般为几十MHz。同样二极管D 在反向恢复瞬间，其等效电路为电阻电容和电感的串联，会引起谐振，产生的噪声频率也为几十MHz。这两种噪声一般叫做高频噪声，幅值通常要比纹波大得多。

　　如果是AC／DC 变换器，除了上述两种纹波（噪声）以外，还有AC 噪声，频率是输入AC 电源的频率，为50～60Hz 左右。还有一种共模噪声，是由于很多开关电源的功率器件使用外壳作为散热器，产生的等效电容导致的。因为本人是做汽车电子研发的，对于后两种噪声接触较少，所以暂不考虑。

　　开关电源纹波的测量

　　基本要求：使用示波器AC 耦合，20MHz 带宽限制，拔掉探头的地线

　　1，AC 耦合是去掉叠加的直流电压，得到准确的波形。

　　2，打开20MHz 带宽限制是防止高频噪声的干扰，防止测出错误的结果。因为高频成分幅值较大，测量的时候应除去。

　　3，拔掉示波器探头的接地夹，使用接地环测量，是为了减少干扰。很多部门没有接地环，如果误差允许也直接用探头的接地夹测量。但在判断是否合格时要考虑这个因素。

　　还有一点是要使用50Ω 终端。横河示波器的资料上介绍说，50Ω 模块是除去DC 成分，精确测量AC 成分。但是很少有示波器配这种专门的探头，大多数情况是使用标配100KΩ 到10MΩ 的探头测量，影响暂时不清楚。

　　上面是测量开关纹波时基本的注意事项。如果示波器探头不是直接接触输出点，应该用双绞线，或者50Ω 同轴电缆方式测量。

　　在测量高频噪声时，使用示波器的全通带，一般为几百兆到GHz 级别。其他与上述相同。

　　可能不同的公司有不同的测试方法。归根到底第一要清楚自己的测试结果。第二要得到客户认可。

　　关于示波器：

　　有些数字示波器因为干扰和存储深度的原因，无法正确的测量出纹波。这时应更换示波器。这方面有时候虽然老的模拟示波器带宽只有几十兆，但表现要比数字示波器好。泰克公司有专门分开测量上述两种纹波（噪声）的软件，可以看一下参考资料5。同样，关于示波器的接地，电源测试的相关知识，也可以看一下。

　　开关电源纹波的抑制

　　对于开关纹波，理论上和实际上都是一定存在的。通常抑制或减少它的做法有三种：

　　1，加大电感和输出电容滤波

　　根据开关电源的公式，电感内电流波动大小和电感值成反比，输出纹波和输出电容值成反比。所以加大电感值和输出电容值可以减小纹波。

　　同样，输出纹波与输出电容的关系：vripple=Imax/（Co×f）。可以看出，加大输出电容值可以减小纹波。

　　通常的做法，对于输出电容，使用铝电解电容以达到大容量的目的。但是电解电容在抑制高频噪声方面效果不是很好，而且ESR 也比较大，所以会在它旁边并联一个陶瓷电容，来弥补铝电解电容的不足。

　　同时，开关电源工作时，输入端的电压Vin 不变，但是电流是随开关变化的。这时输入电源不会很好地提供电流，通常在靠近电流输入端（以BucK 型为例，是SWITcH 附近），并联电容来提供电流。

　　上面这种做法对减小纹波的作用是有限的。因为体积限制，电感不会做的很大；输出电容增加到一定程度，对减小纹波就没有明显的效果了；增加开关频率，又会增加开关损失。所以在要求比较严格时，这种方法并不是很好。关于开关电源的原理等，可以参考各类开关电源设计手册。

　　2，二级滤波，就是再加一级LC 滤波器

　　LC 滤波器对噪纹波的抑制作用比较明显，根据要除去的纹波频率选择合适的电感电容构成滤波电路，一般能够很好的减小纹波。

　　采样点选在LC 滤波器之前（Pa），输出电压会降低。因为任何电感都有一个直流电阻，当有电流输出时，在电感上会有压降产生，导致电源的输出电压降低。而且这个压降是随输出电流变化的。

　　采样点选在LC 滤波器之后（Pb），这样输出电压就是我们所希望得到的电压。但是这样在电源系统内部引入了一个电感和一个电容，有可能会导致系统不稳定。关于系统稳定，很多资料有介绍，这里不详细写了。

　　3，开关电源输出之后，接LDO 滤波

　　这是减少纹波和噪声最有效的办法，输出电压恒定，不需要改变原有的反馈系统，但也是成本最高，功耗最高的办法。任何一款LDO 都有一项指标：噪音抑制比。是一条频率-dB 曲线，如右图是凌特公司LT3024 的曲线。

　　对减小纹波。开关电源的PCB 布线也非常关键，这是个很赫手的问题。有专门的开关电源PCB工程师，对于高频噪声，由于频率高幅值较大，后级滤波虽然有一定作用，但效果不明显。这方面有专门的研究，简单的做法是在二极管上并电容C 或RC，或串联电感。

　　4，在二极管上并电容C 或RC

　　二极管高速导通截止时，要考虑寄生参数。在二极管反向恢复期间，等效电感和等效电容成为一个RC 振荡器，产生高频振荡。为了抑制这种高频振荡，需在二极管两端并联电容C或RC 缓冲网络。电阻一般取10Ω-100Ω，电容取4.7pF-2.2nF。

　　在二极管上并联的电容C 或者RC，其取值要经过反复试验才能确定。如果选用不当，反而会造成更严重的振荡。

　　对高频噪声要求严格的话，可以采用软开关技术。关于软开关，有很多书专门介绍。

　　5，二极管后接电感（EMI 滤波）

　　这也是常用的抑制高频噪声的方法。针对产生噪声的频率，选择合适的电感元件，同样能够有效地抑制噪声。需要注意的是，电感的额定电流要满足实际的要求。

　　六、开关电源PCB排版基本要点分析

　　摘要：开关电源PCB排版是开发电源产品中的一个重要过程。许多情况下，一个在纸上设计得非常完美的电源可能在初次调试时无法正常工作，原因是该电源的PCB排版存在着许多问题．详细讨论了开关电源PCB排版的基本要点，并描述了一些实用的PCB排版例子。

　　0 引言

　　为了适应电子产品飞快的更新换代节奏，产品设计工程师更倾向于选择在市场上很容易采购到的AC／DC适配器，并把多组直流电源直接安装在系统的线路板上。由于开关电源产生的电磁干扰会影响到其电子产品的正常工作，正确的电源PCB排版就变得非常重要。开关电源PCB排版与数字电路PCB排版完全不一样。在数字电路排版中，许多数字芯片可以通过PCB软件来自动排列，且芯片之间的连接线可以通过PCB软件来自动连接。用自动排版方式排出的开关电源肯定无法正常工作。所以，没计人员需要对开关电源PCB排版基本规则和开关电源工作原理有一定的了解。

　　1 开关电源PCB排版基本要点

　　l.1 电容高频滤波特性

　　图1是电容器基本结构和高频等效模型。