开关电源的可靠性热设计分析

作者：时间：2012-02-23 来源：网络收藏

为解决特殊的电子冷却问题选择和设计合适的散热器是十分关键的一步.散热器的性能与很多参数有关,比如:散热器周围空气的温度和流速;其他通过器件和电路板的热传导途径的强度;散热器和所贴附器件之间的接触热阻;从散热器到一个冷表面的热辐射路径,等等.在某一应用中工作良好的散热器换一种情况可能就不起作用了.散热器还会对电磁场产生影响(尤其是在没有接地的时候影响更显著).附录的应用案例和技术文档详细阐述了Flomerics软件是如何对许多不同情况分析和优化散热器性能的.
10 高频变压器和电抗器的热设计
根据电路拓扑和输入、输出参数就可以计算出电磁元件的设计参数.磁元件的损耗是线圈设计的出发点之一.图6-16 是一个变压器铜损耗和磁芯损耗定性关系图.在给定绝缘等级和应用环境条件(温升)下,选取较高的ΔB 值,可以减少匝数,但磁芯损耗Pc 增加;线圈匝数减少,导线电阻减少,线圈损耗PW 下降;反之,Pc 增加,而PW 减少.变压器的总损耗P 是两者之和.在某一个匝数N(B)下有一个最小值,即当PW ＝PC 时变压器损耗最小,体积也最小.实际上,完全达到最优是困难的,但在图6-16 虚线包围的范围内已相当满意了.
IEC规定绝缘材料7 个耐温等级如表6-2 所示.
表6-2 IEC 绝缘等级极限温度
绝缘等级YAEBFHC
工作温度℃90105120130155180>180
根据采用的绝缘等级和环境温度Ta,就可以决定线圈的允许温升
ΔT=Tmax-Ta (6-14)
式中Tmax-绝缘等级一般允许的最高温度.例如实际A 级绝缘允许最高工作温度为90℃,这是平均温度,最高温度有可能达到等级极限温度.
Ta-环境温度(℃),应当是工作环境温度.
如果磁芯材料采用非晶合金或磁粉芯,居里温度一般在250℃以上,磁特性的温度稳定性好,采用B 级以上绝缘.铁氧体居里点一般在250℃以下,同时损耗曲线大约在100℃以上是正温度系数,即温度增加,损耗增加.一般磁芯平均温度控制在100℃以下,变压器热点温度不应当超过120℃,与其相应的绝缘一般采用E 级绝缘,最高工作温度100℃左右.如果磁芯损耗与线圈损耗相等,自然冷却时温升40℃,磁芯比损耗为100mW/cm3.
磁元件线圈的温升是线圈总损耗和它表面散热能力的综合结果.热阻有两个主要部分:热源(磁芯和线圈)和变压器表面之间的内热阻Ri,以及由变压器表面到外部环境的外热阻Rth.
内热阻主要取决于线圈物理结构.因为热源在整个变压器是分布的,很难定量决定.又因最高温度的“热点”,实际上产生很小的热量.Ri与由表面到内热点无关,是一个平均值.磁芯产生热的大部分(非环形)靠近变压器内表面.在线圈内产生的热分布在表面到内磁芯之间.虽然铜的热阻很低,但绝缘和空隙提高了线圈内的热阻.这些参数常常由经验决定.通常内热阻Ri远小于外热阻Rth(除强迫通风外).
外热阻Rth主要由通过变压器表面气流-自然对流还是强迫通风决定.自然冷却时Rth很大程度上取决于变压器表面积以及如何安装,和它周围空气流有否障碍.变压器安装在水平表面上,并且全部元件围绕它,或者安装在相当小的容器内,Rth要比安装在垂直表面而有利于“烟囱效应”大得多.对于强迫冷却,Rth可降低到很小数值,这取决于气流速度.此时内热阻Ri成为主要因素.强迫空气冷却,热阻与温升通常无关.在决定整机效率后,整机损耗也就决定了.根据整机分配到磁元件的损耗称为绝对损耗.因此整机效率是绝对损耗的决定因素.而温升是平均温升,也并非磁芯最热点温度与表面温度之差.
根据“热路”欧姆定律,温升和损耗的关系为:
△T＝Rth×P
式中Rth-热阻(W/℃).
虽然有不少文献介绍电磁元件的温升估算方法,但是尚无简单而精确的分析方法.精确计算可用有限元计算机分析.通常应用磁性元件热阻与表面辐射和自然对流散热经验关系计算温升,精度可在10℃以内.热阻的经验公式为
Rth＝295A-0.7×P-0.15
线圈温升为
△T＝Rth×P＝295A-0.7×P0.85
式中P-磁元件总的损耗功率(W);
A-磁元件的计算表面积(cm2).
可见,热阻不仅与辐射表面有关,而且还与磁元件的耗散功率有关.有些磁芯生产厂列出不同规格磁芯的热阻Rth.通常中心柱上最热点比表面温度大约高10~15℃.表面与周围空气较大的温度差使得表面更容易散热,即热阻更低.
例4 E55 型磁芯,材料为3F3 工作频率为200kHz、磁感应B 为0.08T.铜损耗为3W.散热表面为106.5cm2.求线圈温升.
解:由磁芯材料3F3 在100℃时单位损耗与磁感应关系中,查得0.08T 时单位体积损耗为80mW/cm3.从E55 规格表中查的有效体积为43.5cm3.因此磁芯损耗为
PW=0.08×43.5=3.48W
总损耗
P=Pc+Pw=3.48+3=6.48W
根据式(6-17)得到
△T＝295A-7×P0.85＝295×106.5-0.7×6.480.85＝55℃
在设计开关电源开始时,根据输出功率,输出电压和输出电压调节范围、输入电压、环境条件等因素,设计者凭经验或参照同类样机,给出一个可能达到的效率,由此得到总损耗值.再将总损耗分配到各损耗部件,得到变压器的允许损耗.变压器损耗使得线圈和磁芯温度提高,线圈中心靠近磁芯表面温度最高,此最大“热点” 限制了变压器的温升.根据式(6-15),温升ΔT(℃)等于变压器热阻Rth(℃/ W)乘以功率损耗P(W):
△T＝Rth×P
在一般工业产品中,民用环境温度最高为40℃.变压器内部最高温度受磁芯和绝缘材料限制,如果采用铁氧体与A或E级绝缘,变压器温升一般定为40~50℃温升.其内部热点温度为100℃.如果温升过高,应当采用较大尺寸的磁芯.如果要求较小的体积,应当采用合金磁芯和高绝缘等级的绝缘材料,允许较高温升,但使效率降低.
变压器损耗分为磁芯损耗和线圈损耗,很难精确预计.磁芯损耗包括磁滞损耗和涡流损耗.线圈损耗包括直流损耗和高频损耗.引起变压器温升主要是稳态损耗,而不是瞬态损耗.
1) 磁芯损耗
a 磁芯磁滞损耗与频率和磁通摆幅有关.在所有Ⅱ类和Ⅲ类磁芯工作状态(正激和推挽类拓扑)中,Uo=DUi/n(n=N1/N2-变压器变比).当工作频率固定,伏秒积即磁通变化量是常数,所以磁滞损耗是常数,与Ui和负载电流无关.
b 磁芯涡流损耗实际上即磁芯材料的电阻损耗-I2R.涡流大小正比于磁通变化率,即与变压器伏/匝成正比.因此,如Ui加大一倍,涡流增加一倍,峰值损耗I2R增加4倍;如保持输出稳定,占空度下降一半,则平均损耗I2R增加一倍.可见磁芯涡流损耗正比于Ui,最坏情况是最高电压.磁芯涡流损耗还与磁芯结构有关,如果磁芯由相互绝缘的叠片或几块较小的截面组成,涡流比整体小.
2) 线圈损耗
低频线圈损耗是容易计算的.但高频线圈涡流很难精确确定,因为开关电流矩形波包含高次谐波.在正激或推挽类拓扑中,如果斜坡分量是斜坡中心值的1/5时,次级峰值电流可近似等于负载电流,而峰值初级电流等于负载电流除以匝比:
I2p ＝Io
I1p ＝I2p /n
峰值电流与Ui无关.而在峰值电流为常数时(负载不变),有效值电流的平方,即线圈损耗(I2R损耗)正比于占空度D,反比于Ui.(对于峰值电流不变,高次谐波主要由开关瞬态引起的,D无明显变化).线圈损耗在低Ui时总是最大.
变压器和电抗器可以放置在风道中,以加强散热.但最主要的还是设法降低其散热量,通过合理选择铁心材料和设计绕组,可以最大限度地降低其损耗,从而减少发热.
在机箱结构设计时散热问题是考虑最多的问题,需要考虑主要发热元件的摆放位置、风道的设计、冷却元器件的分离等,就目前的资料来看,各有优缺点,很难确定一个最佳方案.

11 高频功率开关器件和二极管的热设计
开关器件的发热量占整机的50%~80%,因此是热设计的重点.由于半导体在较高的温度条件下会变成导体,从而失去电压阻断能力,因此器件工作中管芯的结温不能超过允许值,这一上限同管芯材料和工艺有关.对于目前普遍采用的硅材料制造的各种高频开关器件,如IGBT、MOSFET和GTR而言,其结温上限为125~175℃.器件工作中都会产生损耗,以热的形式通过器件的壳体散发到环境中,传热过程中结-壳间会形成温差.
从设计的角度,可以简化为管芯-管壳、管壳-散热器和散热器-环境等相串联的多个传热过程.如图所示:

热阻、温差和发热功率间的关系为

热设计的目的就是在温差和发热功率基本确定的条件下,选择合适的热阻使工作时管芯的温度低于最大允许的结温.选取原则包括选取电流容量大的器件,它具有较小的热阻;采用器件并联可以成倍的降低热阻.
进行功率器件及功率模块散热计算的目的,就是在确定的散热条件下选择合适的散热器,以保证器件或模块安全、可靠地工作.散热器的设计必须顾及使用环境、条件,以及元件允许的工作温度等多种参数.但是对散热器的传热分析目前国内外都还研究得很不够,工程应用中的设计大多是凭经验选取,并作相应的核校计算.
电力电子设备中的功率器件在工作时其自身也会消耗一定的电能,把单位时间内功率器件所消耗的电能称作为器件的功率损耗.器件的功率消耗将导致其结温升高从而产生了散热冷却的要求;而散热器在单位时间内所散发出的热能量叫耗散功率.在设备正常稳定工作时,器件的功率损耗和散热器的耗散功率将达到平衡,器件的温度也不会继续升高,即系统达到了热平衡状态.
在系统的热设计中就正是根据能达到热平衡状态时的功率参数来确定散热器应当具备的相关参数,因此在设计过程中一般先根据相关数据手册和实际电路工作参数来计算出功率器件的功率损耗,然后以此作为依据计算散热器相关参数.
而功率器件的功率损耗一般包括器件的通态损耗、开关损耗、断态漏电流损耗及驱动损耗几个部分.
功率器件开关损耗包括了开通损耗和关断损耗,开关的开通和关断过程伴随着电压和电流的剧烈变化,因此产生较大的损耗,而且开关损耗的大小在很多情况下占有了器件总的功率损耗的相当大比重,甚至是主要部分,尤其是当器件处于高频工作情形下.
功率器件的开关损耗与负载的特性有关,一般简化为感性负载和阻性负载两种情况来计算开关损耗.
功率器件的驱动损耗
功率器件在开关过程中消耗在驱动控制板上的功率以及在导通状态时维持一定的栅极电压、电流所消耗的功率称为开关器件的驱动损耗.一般情况下,这部分的功率损耗与器件的其他部分损耗相比可以忽略不计,但对于GTO、GTR等通态电流比较大的功率器件则需要特殊考虑.
根据变压器二次侧整流二极管的平均电流可以估算其通态损耗为
PDon=IDmax×UD
式中UD取二极管在流过峰值电流时的通态压降.
二极管的开关损耗可以按下式估算:
PDS=(eon+eoff)fs
式中eon和eoff 为每次开通和关断耗散的开关能量;fs为电路的开关频率.根据经验,按通态损耗的1.5~2倍估算.
根据二极管的损耗功率和器件的结温上限以及环境温度的上限,可以计算出允许的散热热阻的上限为
RthJ-C+ RthC-AQ(TJM-TAM)/(PDon+PDS)
式中RthJ-C为二极管的结壳热阻;RthC-A为散热器的热阻;TJM为二极管允许的最高结温;TAM为技术要求中环境温度的上限.
二极管的结壳热阻加散热器的热阻不能超过上式给出的上限,这是选取二极管及其散热器的依据.
根据变压器一次侧开关器件的平均电流可以估算其通态损耗为
PSon=ISmax×US
式中US取开关器件在流过峰值电流时的通态压降.对于MOSFET等单极型器件,应采用其通态电阻和流过其沟道的电流有效值计算通态损耗,对于IGBT、GTR等双极型器件,应采用其饱和压降乘以通态平均电流计算通态损耗.
开关器件的开关损耗可以按下式估算:
PSS=(eon+eoff)fs
式中eon和eoff 为每次开通和关断耗散的开关能量;fs为电路的开关频率.根据经验,按通态损耗的1~1.5倍估算.
根据开关器件的损耗功率和器件的结温上限以及环境温度的上限,可以计算出允许的散热热阻的上限为
RthJ-C+ RthC-AQ(TJM-TAM)/(PSon+PSS)
式中RthJ-C为开关器件的结壳热阻;RthC-A为散热器的热阻;TJM为开关器件允许的最高结温;TAM为技术要求中环境温度的上限.
开关器件的结壳热阻加散热器的热阻不能超过上式给出的上限,这是选取开关器件及其散热器的依据.详见杨旭等著,开关电源技术相关部分内容.
如MOSFET IRFP22N50A热特性:

如IGBT IRG4PC50F热特性:

如输出整流双二极管FFA15U40DN热特性:

如输出整流双二极管BYV255V热特性:

功率器件热设计
由于半导体器件所产生的热量在开关电源中占主导地位,其热量主要来源于半导体器件的开通、关断及导通损耗.从电路拓扑方式上来讲,采用零开关变换拓扑方式产生谐振使电路中的电压或电流在过零时开通或关断可最大限度地减少开关损耗但也无法彻底消除开关管的损耗故利用散热器是常用及主要的方法.
功率器件热设计是要防止器件出现过热或温度交变引起的热失效,可分为器件内部芯片的热设计、封装的热设计和管壳的热设计以及功率器件实际使用中的热设计.其主要关系如图所示.
对于一般的功率器件,在生产工艺阶段,就要充分考虑器件内部、封装和管壳的热设计,当功率器件功耗较大时,依靠器件本身的散热(芯片、封装及管壳的热设计)并不能够满足散热要求.功率器件结温可能会超出安全结温,此时需要安装合适的散热器,通过散热器有效散热,保证器件结温在安全结温之内且能长期正常可靠的工作.
合理选取散热器
功率器件使用散热器是要控制功率器件的温度,尤其是结温Tj,使其低于功率器件正常工作的安全结温,从而提高功率器件的可靠性.功率器件散热器随着功率器件的发展,得到了飞速发展,常规散热器趋向标准化、系列化、通用化,而新产品则向低热阻、多功能、体积小、重量轻、适用于自动化生产与安装等方向发展.合理地选用、设计散热器,能有效降低功率器件的结温,提高功率器件的可靠性.
各种功率器件的内热阻不同,安装散热器时由于接触面和安装力矩的不同,会导致功率器件与散热器之间的接触热阻不同.选择散热器的主要依据是散热器热阻RTf.在不同的环境条件下,功率器件的散热情况也不同.因此选择合适散热器还要考虑环境因素、散热器与功率器件的匹配情况以及整个电子设备的大小、重量等因素.
功率器件热设计和散热器优化设计
功率器件热设计和散热器优化设计方案示于图2.首先根据功率器件正常工作时的性能参数和环境参数,如环境温度、器件功耗和结温等,计算功率器件结温是否工作在安全结温之内,判断是否需要安装散热器进行散热,如功率器件需安装散热器进行散热,计算相应的散热器热阻,初选一散热器;重新计算功率器件结温,判断功率器件结温是否在安全结温之内,所选散热器是否满足要求;对于符合要求的散热器,应根据实际工程需要进行优化设计.

12 模块电源的热设计
目前国内市场使用模块电源的国外模块主要供应商为VICOR、ASTEC、LAMBDA、ERICCSON以及POWER-ONE,国产模块主要的供应商有中兴、新雷能、迪赛、24所等.为实现高功率密度,在电路上,早期采用准谐振和多谐振技术,但这一技术器件应力高,且为调频控制,不利于磁性器件的优化.后来这一技术发展为高频软开关和同步整流.由于采用零电压和零电流开关,大大降低了器件的开关损耗,同时由于器件的发展,使模块的开关频率大为提高,一般PWM可达500kHz以上.大大降低了磁性器件的体积,提高了功率密度.
模块电源工艺发展方向如下:
1)降低热阻,改善散热
为改善散热和提高功率密度,中大功率模块电源大都采用多块印制板叠合封装技术,控制电路采用普通印制板置于顶层,而功率电路采用导热性能优良的板材置于底层.早期的中大功率模块电源采用陶瓷基板改善散热,这种技术为适应大功率的需要,发展成为直接键合铜技术(Direct Copper Bond,DCB),但因为陶瓷基板易碎,在基板上安装散热器困难,功率等级不能做得很大.后来这一技术发展为用绝缘金属基板(Insutalted Mental Substrate,IMS)直接蚀刻线路.最为常见的基板为铝基板,它在铝散热板上直接敷绝缘聚合物,再在聚合物上敷铜,经蚀刻后,功率器件直接焊接在铜上.为了避免直接在IMS上贴片造成热失配,还可以直接采用铝板作为衬底,控制电路和功率器件分别焊于多层(大于四层,做变压器绕阻)FR-4印制板上,然后把焊有功率器件的一面通过导热胶粘接在已成型的铝板上固定封装.不少模块电源为了更利于导热、防潮、抗震,进行了压缩密封.最常用的密封材料是硅树脂,但也有采用聚氨酯橡胶或环氧树脂材料.后两种方式绝缘性能好,机械强度高,导热性能好,成为近年来模块电源的发展趋势之一,是提高模块功率密度的关键技术.
2)二次集成和封装技术
为提高功率密度,近年开发的模块电源无一例外采用表面贴装技术.由于模块电源的发热量严重,采用表面贴装技术一定要注意贴片器件和基板之间的热匹配,为了简化这些问题,最近出现了MLP(Multilayer Polymer)片状电容,它的温度膨胀系数和铜、环氧树脂填充剂以及FR4 PCB板都很接近,不易出现象钽电容和磁片电容那样因温度变化过快而引起电容失效的问题.另外为进一步减小体积,二次集成技术发展也很快,它是直接购置裸芯片,经组装成功能模块后封装,焊接于印制板上,然后键合.这一方式功率密度更高,寄生参数更小,因为采用相同材料的基片,不同器件的热匹配更好,提高了模块电源的抗冷热冲击能力.李泽元教授领导的CPES在工艺上正在研究IPEM(IntegratedPower Electronics Module),它是一种三维的封装结构,主要针对功率电路,取代线键合技术.
3)扁平变压器和磁集成技术
磁性元件往往是电源中体积最大、最高的器件,减小磁性元件的体积就提高了功率密度.在中大功率模块电源中,为满足标准高度的要求,大部分的专业生产厂家自己定做磁芯.而现有的磁性供应商只有飞利浦可以提供通用的扁平磁芯,且这种变压器的绕组制作也存在一定难度.采用这种磁芯可以进一步减小体积,缩短引线长度,减小寄生参数.CPES一直在研究一种磁集成技术,福州大学的陈为教授3年前在CPES研究了磁集成技术,他们做的一个样机是半桥电路,输出整流采用倍流整流技术,而且输出端的两个电感跟主变压器集成在一个铁芯里,最后达到的功率密度为300W/in3.倍流整流技术适用于输出电流大,对di/dt要求高的场合,比如在实现VRM的电路中就常常用这种整流电路。
12.1 散热考虑
所有的功率转换产品在运转时,由于内部功率消耗都将产生一些热量.在每一应用中都有必要限制这种“自身发热”,使模块外壳温度不超过指定的最大值.在下面介绍了DC-DC转换器外壳升温的大概过程.
1)可用的功率密度
绝大多数DC-DC转换器生产商都以产品的功率密度作为水准,来衡量产品的有效性.功率密度通常由瓦/立方英寸(W/in3)来表示.了解功率密度定义的条件是非常重要的.