基带设计考虑因素
这种方法几乎总是使用分贝(dB)。分贝从根本上来讲很有用，因为它允许我们对诸如增益、功率和噪声指数等数值做加法，而不是对这些量做乘法。确实，假设一个固定的系统阻抗并使用分贝使得我们能够简单地将级联元件“组合在一起”，并计算增益、功率级和噪声系数。本文引用地址：//m.amcfsurvey.com/article/188557.htm
考虑一个如图2所示的例子。电源提供的功率是5mW，也即+7dBm，负载功率为+21dBm。注意，Ro的值是无关紧要的，唯一重要的是，系统阻抗为某一始终如一的值。
图2 50Ω放大器举例
RF方法──就电压和功率而言，它不总奏效
然而，当电源、网络和负载之间接口上的阻抗不同于Ro时，这种用于计算级联网络的电压和功率增益的方法开始失效。通常，RF工程师将通过在级联分析中考虑阻抗失配或电压驻波比(VSWR)的影响来对此加以补偿。阻抗失配的概念用于处理在每个接口上将信号功率从电源传输至负载的方法。当负载阻抗不是源阻抗的复共轭时，负载吸取的功率将小于电源可提供的功率。可以采用这种方式来对这些功率传输损耗进行补偿并计算从电源至最终负载的总功率增益。不过，网络如今不再简单地“组合在一起”来产生总体效果了。
为了说明这一点，以不同的端口阻抗值重新考虑图2的例子，如图3所示。
图3 通用放大器举例
电源功率和放大器功率增益没有变化。不过，从电源到负载的实际功率增益与14dB相去甚远。为了计算负载吸收的真实功率，从具体的电路模型参数开始：PAVS=5mW；Rs=50Ω；Vrms=1VRMS；GA=5V/V；Rin=100Ω；Rout=200Ω；a=10.58V/V；RL=1000Ω。用公式(2)计算功率增益，得Gp=8.9dB。
与通过将电源功率与放大器增益的dB数相加得到的14dB相比，这个结果相差很大。这是因为端口阻抗不是固定在某个Ro值上。电源提供的功率与提供给放大器的实际功率是不同的。放大器的可用功率增益大于进入负载的实际功率增益。这常常是采用诸如运算放大器等组件时的情况，而运算放大器完全由其电压增益定义。它们的输入阻抗与50Ω相去甚远，输出则经常是低阻抗电压源。
一般方法──噪声
噪声特性也可以由Thevenin等效和Z参数来模拟（见图4）。
图4 通用源、2端口和负载噪声模型
电源模型只是电源电阻的等效噪声电压es与一个无噪声电阻Rs的串联。为了算出等效噪声电压，从这个电源的噪声功率开始。噪声功率定义为电源电阻可以提供给匹配负载的功率。
评论