28V直流输入过压浪涌电路抑制方法研究

具体工作原理如下：　　

输入电压通过电阻R5 给电容C3 充电，由D2 箝制充电电压。若D2 为12V 的稳压管，则C3 的电压被箝制在12V。由于电容C3 上的电压没有放电回路，所以C3 上电压能稳定在12V。12V 电压接至定时器555 的Vcc(8 脚)和运放LM10C 的V+(7 脚)，作为两个芯片的供电电压。在正常输入电压时，定时器产生高频方波，按照充电泵原理[4]，由R3、C4、D1 及D3 进行峰值检波及电平位移，能将C4、D1 相连的节点处电压变为低电平为28V，高电平为38V 的方波，该方波通过D1 给电容C7 充电，D4 限制充电的最高电压，由于电容C7 充电后没有放电回路，所以充电电压不超过D4 最高电压，则电容C7 能保持充得的最高电压。C7 的电压给MOS管的栅极供电，则栅源极间存在电压差(该电压差值可以通过改变定时器的驱动电压来控制)，高于MOS 管的开启电压，此时MOS 管工作在饱和区，输出电压为输入电压。由于R13、R14 分得的电压反馈至LM10C 的3 脚，因为LM10C 的1 脚电压值设计为2V，所以LM10C 的反相输入端电压为2V。若反馈电压也为2V，则运放LM10C 的输出电压为0V，晶体管Q2 处于关断状态。建压完成后，C7 上的电压稳定，D1、D3 都处于关断状态，Ugs 大于开启电压，MOS 管一直导通。当输入电压中出现浪涌电压时，R13、R14 的分压值大于2V，经过运放LM10C 后，输出电压为某一定值，它驱动晶体管Q2 导通，使其处于放大区。由于MOS驱动电压Ugs 小于开启电压，MOS 管处于线性区，输出电压为浪涌电压减去MOS 管两端的Uds。电荷泵驱动型浪涌抑制器仿真结果如图10 所示。在4ms处，输入电压出现浪涌电压，浪涌抑制器将输出电压稳定在40V。仿真验证其浪涌抑制性能良好。

该电路优点：相比于Buck 型浪涌抑制电路，正常工作时，电流只流过一个开关管，损耗更小;缺点：电路复杂性增加。对比三种有源浪涌抑制电路性能，如表2 所示，双晶体管控制型浪涌抑制电路原理简单，器件较少，但采用P 沟道型MOS 管，在大功率场合下，开关器件通态损耗大，所以适用于小功率场合;Buck 型浪涌抑制电路和电荷泵驱动型浪涌抑制电路可用于各种功率等级，但从成本角度考虑，电荷泵驱动型浪涌抑制电路更具优势。

对小功率场合，双晶体管控制型尖峰抑制器比较好，功率比较大的应用场合，Vicor 型尖峰抑制器比较适合。　　

3.实验　

设计实例：输入电压18～36V;尖峰电压：80V/50ms;输出功率：0～40W;尖峰电压期间输出电压控制在40V;启动冲击电流不高于5A。R1、R2、C2 的取值无特定要求，但需要保证555定时器能输出高频的方波， 所以取R1=5.1kΩ，R2=2.2kΩ，C2=1nF，R3=68Ω，C4=10nF，则将参数代入式

则f=150kHz，幅值为10V。　　

由于LM10C 的工作原理，1 脚电压值为2V，所以取R11=2.7kΩ，R12=0.3kΩ，代入式( ) 1 12 11 12 2.5V = V × R R + R (3)得V1=2V。R13 和R14 的取值决定在存在尖峰电压时，输出电压的幅值。若需将电压抑制成40V，则取R13=3.4kΩ，R14=64.6kΩ，使得40V 输出时的R13 分得电压为2V。

图12 电荷泵驱动型浪涌抑制电路存在浪涌输入电压时，输入电压与输出电压波形图实验结果表明，在28V输入电压下，输出电压能正常跟踪输入电压;当输入电压出现浪涌时，浪涌抑制器能将电压抑制在40V 范围内，较好地实现了浪涌抑制功能。　　

4.结论

本文研究了抑制28V直流电源系统的输入电压浪涌，针对无源浪涌电压抑制器存在易老化、易损坏、箝位电压精度不高等问题，研究了三种有源浪涌电压抑制方法，都进行仿真验证，并选取电荷泵驱动型浪涌抑制电路进行实验验证。研究表明，电荷泵驱动型浪涌抑制电路具有较好的抑制浪涌电压的性能。