于TLV2374的弧线电机电流采样系统

　　实际调试中，由于经传感器出来的电流信号有高次谐波及其他干扰信号，因此必需设计硬件滤波器进行抑制，该系统设计的二阶低通滤波器的电流检测电路位于上述情况中的第2级，在此考虑到精密弧线电机的超低速，所设计低通滤波器的截止频率为10 Hz，注意电容值的选取，反相端电容通常是同相端电容的2倍，电流采样电路具体实现如图3所示。

3 A/D校正及电流采样实验结果

　　TMS320F2812自带一个12位带流水线的ADC，而A/D转换的精度直接决定控制系统性能的优劣，如芯片内部A/D转换、A/D转换的增益和偏移都能影响ADC最终结果，这些对使用者而言都已无法改变，用户在使用过程中可通过修改外围硬件设计减少输入误差、调节芯片参数减少输入和转换误差、软件滤波减少输出误差及软件校正提高其转换精度。TMS320F2812的ADC转换精度较差的主要原因是存在增益和偏移误差，要提高转换精度就必须对这两种误差进行补偿。

　　12位的A/D所能表示的数据范围是(0000H～0FFFH)，即0～4 095，为充分发挥DSP 16位的特性，将转换结果放在(0000H—FFF0H)，即0～65 520。前面已经提到，A/D结果寄存器的值是单极性的数据，而在后续的控制处理程序中，要求转换结果是双极性的数据，对于这种情况，在进行转换时就将其转换成双极性数据。图4为实际采样时理想增益与实际增益模拟量与数字量之间的关系曲线。图中横轴是实际电压，纵轴是转换的数字量，存储在结果寄存器中，实际与理想情况相比存在增益和偏移误差，必须对其校正才能提高其转换精度。根据上述描述，首先编写出校正增益和偏移量的程序，然后用来校正TMS320F2812的其他通道，A/D电流采样总流程如图5所示。

　　输出的电流由于不可避免地含有噪声，在A/D转换前还必须进行数字滤波，电流采样滤波采用扩展的卡尔曼滤波方法估算实时电流最优化，以提高瞬间电流测试的精度，获得正弦特性的旋转磁场，使PMSM在超低速运行时更平稳。在使用DSP进行A/D转换时，为了提高转换精度，采用校正的方法选取两个基准电压，在此选取0.5 V和2.5 V。基准电压都由上述电压基准芯片提供，校正电路中使用DSP的A/D通道，软件处理使0～.8 V单极性信号直接转换到-1.4～1.4 V的双极性信号，方便了电流环节的信号处理。选取频率为0.2 Hz与2 Hz的信号相比较，两者的转换结果如图6所示，图中横坐标是转换信号的周期，纵坐标是电流信号经传感器后放大电路处理后的电压值。由图可见，硬件电路和软件算法都很好地实现了电流信号的转换。根据实验记录可知，有源滤波电路的截止频率也影响转换结果，如果望远镜的转速很低，在实际应用过程中要考虑降低二阶低通有源滤波器的截止频率。

　　4 结论

　　鉴于使用的电机是特别定制的直径2.5 m的组合式弧线交流永磁同步电机，市场上现有的驱动板不能使其正常运行。考虑到驱动系统的复杂性，应尽量简化电路，因此采用单电源供电的运算放大器实现电流采样电路，并且电流采样的精度直接决定了望远镜机架运行的稳定性，进而影响望远镜的跟踪和观测质量，因此该电流采样电路的精度要求较高。