基于DSP控制的数字移相器—变压变频器模块的设计

　　2 三相桥式逆变的设计

　　图5给出了一个典型的三相逆变器的结构。其中，Va、Vb、Vc是逆变输出三相电压，分别接三相负载，D1～D6为续流二极管。PWMx和PWMx_（x=A、B、C）控制逆变器的6个电压功率管，当一个功率管的上臂导通时（PWMx=1），同一个功率的下臂关断（PWMx_=0）。

图5 三相逆变桥

　　①功率管IGBT的选取

　　系统要求直流输入Vdc最大60V，电流最大10A，输出频率最高100Hz，IGBT开关频率最高3.3kHz（载波比N=33）。根据系统要求，本设计选用FairChild公司FGA25N120AND型IGBT，参数为VCES=1200V，IC=20A，trr=235ns。

　　②无感阻容吸收RC的选取

　　RC选取如下：无感电阻R1～R6= 100Ω/5WΩ，无感电容C1～C6=1μF/630V。

　　③LC滤波的设计（无源滤波）

　　逆变输出三相电压Va、Vb、Vc经LC滤波后，以得到平滑的正弦波，分别接三相阻性负载（7Ω），负载连接方式为星形连接。LC原则上只允许基波（中心频率）通过。

　　本设计要求输出频率为50～100Hz，可计算得LC=1.01×10-5～2.53×10-6。

　　图6中，滤波LC的值由经验值和实际实验中比较确定，权衡最小值和最大值，最终选取LA～LC=0.98mH，CA～CC=2μF/500V±5%。

图6 LC滤波

　　本设计中，LC滤波为无源滤波，虽然结构简单，成本低，但是有一个缺点：只能有一个中心频率，当输出频率改变时，中心频率不能跟随变化，使输出波形稍有畸变。若采用有源滤波器，满足不同频率范围的输出，而波形畸变可以减小到最小，但是相应的成本则会增加。

　　本设计中无源滤波虽然在不同频率时使波形有些畸变，但是可以满足系统输出的要求。

　　系统控制模块的设计

　　1 驱动电路的设计

　　在本设计中Buck电路和三相逆变桥的驱动开关频率分别为10kHz，和3.3 kHz（最大），中小功率IGBT，采用此芯片作为驱动芯片满足系统设计的要求。

　　①Buck电路驱动的设计

　　图7为TLP250光耦驱动电路。图中,光耦芯片TLP250供电电压+15V，输出IO=+1.5A，在中功率电路中可以直接驱动IGBT，使用TLP250时应在管脚8和5间连接一个0.1μF的陶瓷电容来稳定高增益线性放大器的工作，提供的旁路作用失效会损坏开关性能，电容和光耦之间的引线长度不应超过1cm。

图7 TLP250驱动IGBT

　　保护端为过压、过流保护输出端口，一旦过压、过流，保护模块将输出高电平并且保持，禁止TLP250输出脉冲，直到故障解除后复位。

　　本设计开关频率为10kHz，三极管BD237/238（NPN/PNP），VCBO=100V，集电极峰值电流Icm=6A（tP5ms）,完全可以达到要求。

　　R3、IGBT的门极之前，加一小电阻（一般为10～20Ω），用以改善IGBT的开关波形，降低高频噪声。DSP的PWM输出经过上述TLP250光耦电路后的波形输出见图8。

图8 Buck单元PWM经过光耦后的波形输出(×10)

　　可以看出，推挽后的电容C2为加速开通和关断作用；与C3并联稳压二极管产生恒定的5.1V反压，当PWM输出高电平，IGBT的CE两端电压差为8～9V，使IGBT导通；当PWM输出低电平，IGBT的E极的5.1V反压可以保证IGBT可靠关断。

　　②三相逆变桥SPWM驱动的设计

　　TLP250光耦驱动能力比较大（Io=±1.5A）可以直接驱动中功率IGBT，本文已在上节作了详细说明，在此不再赘述，具体驱动电路如图9所示。

图9 TLP250光耦直接驱动IGBT

　　系统启动后，设置输出调制正弦波频率为50Hz（±0.01Hz），死区时间4.0μs时的SPWM经过74HC244N缓冲驱动后波形如图10所示，死区时间如图11所示，以上桥臂1（PWM1）和下桥臂4（PWM2）为例，上下对称，其中CH1通道观测PWM1，CH2通道观测PWM2。

图10 EVA事件管理器输出的SPWM波经过光耦驱动后的SPWM波形

　　由DSP的EVA事件管理器输出的SPWM波经过光耦驱动后的SPWM波形见图10。

　　IGBT逆变桥上下桥臂波经过光耦驱动后死区时间情况如图11所示。

图11 EVA事件管理器输出的SPWM波经过光耦驱动后死区时间情况

　　2 A/D转换采样电路的设计

　　本设计选用Agilent公司的HCNR200/201。线性光耦真正隔离的是电流，要想真正隔离电压，需要在输出和输出处增加运算放大器等辅助电路。

　　如图12所示，输入端电压为Vin，输出端电压为Vout，有：VOUT=K3（R2/R1）VIN，其中，K3=1+0.05。一般取R2=R1，达到只隔离，不放大的目的。

　　输入VIN=0～12V，输出等于输入，采用LM324运放集成芯片，电路如图12所示。

图12 线性光耦隔离电路

　　由于光耦会产生一些高频的噪声，通常在R2处并联电容，构成低通滤波器，取C=10pF，有微小相移，约1.5kHz—0.2°，可以忽略。电阻R1和R2采用精密电阻，以达到最好的线性关系1:1。

　　采样电阻分压后，通过高精度线性光耦隔离，采样信号Vout经过一级电压跟随器后，输入ADC，经ADC模块转换为数字量，进行PID运算处理后，输出给调节量。

　　3 过流、过压保护单元设计

　　①过流保护单元设计

过流保护电路如图13所示。

图13 过流保护电路图

　　过流保护的整定值可以通过改变R8来调节，当IIN—IOUT的电流超过整定值，电路输出端送给处理器(DSP)或逻辑控制电路一个高电平信号（+5V），最终由控制回路调整主回路设置(如断电)，从而实现过流保护。

　　②过压保护单元设计

　　过压保护电路的基本原理和过流保护基本想同，唯一不同的是过压保护电路不需要电流互感器，将LM393第二引脚直接与分压采样电阻想连。这里不再赘述。

　　实验及结果分析

　　频率输出设定为50～100Hz时的测试结果如表1所示。

　　逆变输出接三相阻性负载。

　　过流保护测试：

　　设定输出门限直流电流为7.00A。保护电压电流分别如表2所示。

　　部分实验波形见图14和图15。

图14频率设定为50Hz时的逆变输出三相负载线电压波形

图15 频率设定为60Hz时的逆变输出三相负载线电压波形

　　①实验结果表明，频率输出略有误差(+0.01Hz)，但基本满足要求。输出频率的误差可能是由于DSP在进行浮点运算时，浮点比较没有绝对相等，只能无限逼近。

　　②无源LC滤波只有一个中心频率，当输出频率改变时，中心频率不能跟随变化，使输出波形稍有畸变。

　　③在进行输出频率(60Hz)或者直流电压设定后运行时，可以看到，输出频率或者输出直流电压逐渐上升达到设定值，以减小启动时的冲击电流；当系统停止时，输出频率或者输出直流电压逐渐下降为0。

　　实验证明，设计方案可行，系统性能和各项指标基本满足设计要求。