高功率便携式DC-DC转换中MOSFET功耗的计算

图2 典型MOSFET的导通电阻温度系数

图3 该降压型开关调节器中的MOSFET经本文选代过程选出，用于驱动高性能CPU

表1 MOSFET封装的典型热阻

在设计高电流电源时，MOSFET是最难确定的元件。这一点在笔记本电脑中尤其显著，电源设计常常要面临狭小的空间、静止的气流以及来自于附近其它元件的热量等不利因素。而且，除了电源下面少量的印制板铜膜外，没有任何其它手段可以用来协助耗散功率。在挑选MOSFET时，首先要考虑有足够的电流处理能力，并具有足够的散热通道，还要量化地考虑必要的热耗和保证足够的散热路径。本文将逐步说明如何计算这些MOSFET的功率耗散，并确定它们的工作温度。然后，通过分析一个多相、同步整流、降压型CPU核电源中某一个20A单相的设计实例，进一步阐明这些概念。

计算MOSFET的耗散功率
为了确定MOSFET是否适合于某特定应用，必须计算一下其功率耗散，主要包含阻性和开关损耗两部分：
PDDEVICE TOTAL = PDRESISTIVE + PDSWITCHING
由于MOSFET的功率耗散很大程度上依赖于它的导通电阻(RDS(ON))，因此从计算RDS(ON)出发。但是MOSFET的RDS(ON)与它的结温(TJ)有关，TJ又依赖于MOSFET的功率耗散以及MOSFET的热阻(qJA)。本文采用一种迭代过程获得所需要的结果，如图1所示。
迭代过程始于为每个MOSFET假定一个结温，然后，计算每个MOSFET各自的功率耗散和允许的环境温度，当允许的环境气温达到或略高于期望的机壳内最高温度时，此过程结束。有些设计试图使这个计算所得的环境温度尽可能高，这样作就要求采用更昂贵的MOSFET，在MOSFET下铺设更多的铜膜，或者要求采用一个更大、更快速的风扇产生气流——这些都不是我们所期望的。
本文采用逆向的考虑方法，先假定一个MOSFET结温，然后再计算环境温度。对于开关MOSFET和同步整流器，可以选择一个最大允许的管芯结温(TJ(HOT))作为迭代过程的出发点。多数MOSFET的数据手册只规定了25℃下的最大RDS(ON)，不过最近有些产品也提供了125℃下的最大值。MOSFET的RDS(ON)随着温度而增加，典型温度系数在0.35%/℃至0.5%/℃之间，见图2。如果拿不准，可以用一个较为保守的温度系数和MOSFET的25℃规格(或125℃规格，如果有的话)近似估算在选定的TJ(HOT)下的最大RDS(ON)：
RDS(ON)HOT = RDS(ON)SPEC[1 + 0.005 (TJ(HOT) - TSPEC)]
其中，RDS(ON)SPEC是计算所用的MOSFET导通电阻，TSPEC是规定RDS(ON)SPEC时的温度。利用计算出的RDS(ON)SPEC，可以确定同步整流器和开关MOSFET的功率消耗，具体做法如下所述。
下面将讨论如何计算各个MOSFET在给定的管芯温度下的功率消耗，以及完成迭代过程的后续步骤(整个过程详述于图1)。
图1展示了选择各MOSFET(同步整流器和开关MOSFET)的迭代过程。在此过程中，各MOSFET的结温为假定值，两个MOSFET的功率耗散和允许环境温度通过计算得出。当允许的环境温度达到或略高于我们所期望的机箱内最高温度时(机箱内安装了电源及其所驱动的电路)，此过程结束。

同步整流器的功率消耗
除最轻负载以外，各种情况下同步整流器MOSFET的漏-源电压在打开和关闭过程中都会被续流二极管钳位。因此，同步整流器几乎没有开关损耗，它的功率消耗很容易计算，只需要考虑阻性损耗即可。
最坏情况下的损耗发生在同步整流器工作在最大占空比时，也就是当输入电压达到最大时。利用同步整流器的RDS(ON)SPEC和工作占空比，通过欧姆定律，可以近似计算出它的功率消耗：
PDSYNCHRONOUS RECTIFIER=[ILOAD2 ·RDS(ON)HOT]·[1-(VOUT/VINMAX)]

开关MOSFET的功率耗散
开关MOSFET的阻性损耗计算和同步整流器非常相似，也要利用它的占空比(不同于前者)和RDS(ON)SPEC：
PDRESISTIVE=[ILOAD2·RDS(ON)HOT] ·(VOUT / VIN)
开关MOSFET的开关损耗计算起来比较困难，因为它依赖于许多难以量化并且通常没有规格的因素，这些因素同时影响到打开和关闭过程。可以用以下粗略的近似公式对某个MOSFET进行评价，然后通过实验对其性能进行验证：
PDSWITCHING = (CRSS·VIN2·fSW ·ILOAD) / IGATE
其中CRSS是MOSFET的反向传输电容(数据手册中的一个参数)，fSW为开关频率，IGATE是MOSFET的栅极驱动器在MOSFET处于临界导通(VGS位于栅极充电曲线的平坦区域)时的吸收/源出电流。
选定功率耗散最小的MOSFET器件，这个器件应该具有均衡的阻性和开关损耗。使用更小(更快)的器件所增加的阻性损耗将超过它在开关损耗方面的降低，而更大(RDS(ON)更低)的器件所增加的开关损耗将超过它对于阻性损耗的降低。
如果VIN是变化的，需要在VIN(MAX)和VIN(MIN)下分别计算开关MOSFET的功率耗散。MOSFET功率耗散的最坏情况可能会出现在最低或最高输入电压下。该耗散功率是两种因素之和：在VIN(MIN)时达到最高的阻性耗散(占空比较高)，以及在VIN(MAX)时达到最高的开关损耗(由于VIN2项的缘故)。一个好的选择应该在VIN的两种极端情况下具有大致相同的耗散，并且在整个VIN范围内保持均衡的阻性和开关损耗。
如果损耗在VIN(MIN)时明显高，则阻性损耗起主导作用。这种情况下，可以考虑用一个更大一点的开关MOSFET(或将一个以上的多个管子相并联)以降低RDS(ON)。但如果在VIN(MAX)时损耗显著高，则应该考虑降低开关MOSFET的尺寸(如果是多管并联的话，或者去掉一个MOSFET)，以便使其开关速度更快一点。
如果阻性和开关损耗已达平衡，但总功耗仍然过高，有多种办法可以解决：
?改变问题的定义。例如，重新定义输入电压范围。
?改变开关频率以便降低开关损耗，有可能使用更大一点、RDS(ON)更低的开关MOSFET。
?增加栅极驱动电流，有可能降低开关损耗。MOSFET自身的内部栅极电阻最终限制了栅极驱动电流，实际上限制了这种方法的有效性。
?采用一个改进技术的MOSFET，以便同时获得更快的开关速度、更低的RDS(ON)和更低的栅极电阻。
脱离某个给定的条件对MOSFET的尺寸作更精细的调整是不大可能的，因为器件的选择范围是有限的。选择的底线是MOSFET在最坏情况下的功耗必须能够被耗散掉。

热阻
按照图1所示，继续进行迭代过程的下一步，以便寻找合适的MOSFET来作为同步整流器和开关MOSFET。这一步是要计算每个MOSFET周围的环境气温，在这个温度下，MOSFET结温将达到假定值。为此，首先需要确定每个MOSFET结到环境的热阻(qJA)。
热阻的估算可能会比较困难。单一器件在一个简单的印刷板上的qJA的测算相对容易一些，而要在一个系统内去预测实际电源的热性能是很困难的，那里有许多热源在争夺有限的散热通道。如果有多个MOSFET被并联使用，其整体热阻的计算方法，和计算两个以上并联电阻的等效电阻一样。
在此从MOSFET的qJA规格开始。对于单一管芯、8引脚封装的MOSFET来讲，qJA通常接近于62℃/W。其他类型的封装，有些带有散热片或暴露的导热片，其热阻一般会在40℃/W至50℃/W(表1)。可以用下面的公式计算MOSFET的管芯相对于环境的温升：
TJ(RISE) = PDDEVICE TOTALqJA
接下来，计算导致管芯达到预定TJ(HOT)时的环境温度：
TAMBIENT=TJ(HOT)-TJ(RISE)
如果计算出的TAMBIENT低于机壳的最大额定环境温度(意味着机壳的最大额定环境温度将导致MOSFET的预定TJ(HOT)被突破)，必须采用下列一条或更多措施：
?升高预定的TJ(HOT)，但不要超出数据手册规定的最大值。
?选择更合适的MOSFET以降低MOSFET的功耗。
?通过增加气流或MOSFET周围的铜膜降低qJA。
重算TAMBIENT(采用速算表可以简化计算过程，经过多次反复方可选出一个可接受的设计)。
另一方面，如果计算出的TAMBIENT高出机壳的最大额定环境温度很多，可以采取下述可选步骤中的任何一条或全部：
?降低预定的TJ(HOT)。
?减小专用于MOSFET散热的铜膜面积。
?采用更廉价的MOSFET。
这些步骤是可选的，因为在此情况下MOSFET不会因过热而损坏。不过，通过这些步骤，只要保证TAMBIENT高出机壳最高温度一定裕量，就可以降低线路板面积和成本。
上述计算过程中最大的误差源来自于qJA。仔细阅读数据手册中有关qJA规格的所有注释发现，一般规范都假定器件安装在1平方英寸的2oz铜膜上，铜膜耗散了大部分的功率，不同数量的铜膜qJA差别很大。例如，带有1平方英寸铜膜的D-Pak封装qJA会达到50℃/W。但是如果只将铜膜铺设在引脚的下面，qJA将高出两倍，见表1。
如果将多个MOSFET并联使用，qJA主要取决于它们所安装的铜膜面积。两个器件的等效qJA可以是单个器件的一半，但必须同时加倍铜膜面积。也就是说，增加一个并联的MOSFET而不增加铜膜的话，可以使RDS(ON)减半但不会改变qJA很多。
最后，qJA规范通常都假定没有任何其它器件向铜膜的散热区传递热量。但在高电流情况下，功率通路上的每个元件，甚至是印刷板线条都会产生热量。为了避免MOSFET过热，需仔细估算实际情况下的qJA，并采取下列措施：
?仔细研究选定MOSFET现有的热性能方面的信息。
?考察是否有足够的空间，以便设置更多的铜膜、散热器和其它器件。
?确定是否有可能增加气流。
?观察一下在假定的散热路径上，是否有其它显著散热的器件。
?估计一下来自周围元件或空间的过剩热量或冷量。

设计实例
图3所示的CPU核电源提供1.3V/40A输出。两个工作于300kHz的相同的20A功率级总共提供40A输出电流。MAX1718主控制器驱动其中一级，而MAX1897从控制器驱动另一级。该电源的输入范围8V至20V，机壳的最大额定环境温度为60℃。
同步整流器由两片并联的IRF7822 MOSFET组成，组合器件的最大RDS(ON)在室温下为3.25mW，在115℃(预定的TJ(HOT))下近似为4.7mW。在最大占空比94%，20A负载电流，以及4.7mW最大RDS(ON)时，这些并联MOSFET的功耗大约为1.8W。提供2in2铜膜来耗散这些功率，总体qJA大约为31℃/W。组合MOSFET的温升将接近于55℃，因此该设计应该能够工作在最高60℃的环境温度下。
开关MOSFET由两只IRF7811W MOSFET并联组成，组合器件的最大RDS(ON)在室温下为6mW，在115℃(预定的TJ(HOT))下近似为8.7mW，组合后的CRSS为240pF。MAX1718和MAX1897的1W栅极驱动器可提供将近2A驱动。VIN=8V时，阻性损耗为0.57W，而开关损耗近似为0.05W。输入为20V时，阻性损耗为0.23W而开关损耗近似为0.29W。总损耗在各工作点大致保持平衡，最坏情况(最低VIN)下的总损耗为0.61W。
由于这个功耗水平不算高，只需在这些MOSFET下面铺设0.5in2的铜膜面积，达到将近55℃/W的总体qJA。这将产生35℃的温升，允许工作于最高80℃的环境温度。
本例中的铜膜面积只考虑了MOSFET的需求。如果还有其它器件向这个区域散热的话，可能还需要更多的敷铜面积。如果没有足够的空间增加敷铜，则可以降低总功耗，传递热量到低耗散区，或者采用主动的办法将热量移走。

结语
热管理是高功率便携式设计中难度较大的领域之一，这种难度迫使我们有必要采用上述迭代过程。尽管该过程能够引领板级设计者靠近最终设计，但是还必须通过实验来最终确定设计流程是否足够精确。计算MOSFET的热性能，提供足够的耗散途径，然后在实验室中检验这些计算，将有助于获得一个更佳的热设计。■