混频电路在GPS接收机射频前端中的应用

图4中，滤波器1滤出1575.42MHz的射频信号，送入混频器与1540.00MHz的本振信号进行下变频，经滤波器2滤掉杂散频率，输出 35.42MHz的中频信号，再送入混频器与31.11MHz的本振信号进行第二次变频，经滤波器3输出4.31MHz的中频信号，然后送入后继相关器进 行调整和处理。

混频电路中的滤波器2和滤波器3的设计关系着接收机的整体性能。在电路中，滤波器2为中心频率35.42MHz的带通滤 波器，带宽2MHz左右，通带内频率响应要尽量一致，通带波纹大约为0.8dB，通带外对信号的抑制度要高，抑制镜像频率 26.80MHz=31.11MHz- 4.31MHz，插入损耗17dB 左右，根据这些参数，我们选用声表面波(SAW-Surface Acoustic Wave)滤波器Dynex DW9255来实现上述要求。

滤波器3的设计指标为：中心频率4.31MHz，通带带宽2MHz，通带内频率响应尽量一致，衰减陡峭特性要求不高，要能够抑制带外噪声和来自A/D转换模块的干扰。

我们可采用2阶最大平滑巴特沃斯滤波器进行设计。根据实现巴特沃斯滤波器的归一化方法，我们得到的电路中的元件参数的设计结果如图5所示。图5中，电感L1、L2和电容C1、C2组成滤波器网络，端口1和端口2表示源端和负载端。

利 用射频仿真软件ADS(Advanced Design System)对上面的电路进行仿真。图5下面部分的图标为散射参量S仿真控件，仿真参量设置如图5所示，扫描频段从1MHz到10MHz，间隔为 0.1MHz，得到该滤波器的S参量S(2，1)随频率变化的曲线如图6所示。散射参量S(2，1)表示滤波器网络的传输特性，也可以表示网络的正向电压 增益。从图中可以看出，中心频率为4.31MHz，在通频带3.31～5.31MHz内，信号通过滤波器网络后衰减很小，波纹较小，回波损耗在允许范围 内；在通带外，网络对信号的衰减逐渐增大，满足设计要求。

图5　中心频率为4.31MHz的滤波器设计

图6　中心频率为4.31MHz的滤波器频率响应

采 用有源场效应管构成双平衡混频结构，如图7 所示。图7 中，M1、M2、M3、M4、M5和M6为6个场效应管，端口4所连的场效应管M2、M3接本地振荡信号VLO，端口3所连的场效应管M1、M4接本地振 荡信号VLO的反相信号，端口5和端口6分别接射频输入信号VRF及其反相信号，中频信号VIF及其反相信号分别由端口1和端口2引出。

图7 　单级双平衡FET混频电路

两级混频器的电源电压为3.3V，适当调节电路中元件的参数，可以使得第一级混频增益约为27dB，在1504.58MHz处射频镜像抑制为9dB，可以在 一级混频前加一个镜像抑制滤波器来提高射频镜像抑制度；第二级混频器加上中频放大器总增益不小于75dB，满足系统要求。

GPS接收机射频前端电路采用低本振下变频设计，既有利于后继相关器对信号进行调整和处理，同时也大大降低了系统对滤波器等元器件的技术指标的要求。事实上，对于全球 定位系统来说，射频信道的中心频率为1575.42MHz，带宽为2MHz。下变频之前，如果要滤出该信号，我们必须使用品质因数Q=fRF/BW= 787.71的滤波器。但在下变频为4.31MHz的中频信号(带宽没变)之后，利用上面的公式，可知滤波器的品质因数只需要为2.15。

结　语

在GPS下变频电路中，我们设计了两级双平衡混频电路，同时，在第一级混频的输出端，选择SAW带通滤波器Dynex DW9255取出中频信号，在第二级混频的输出端，设计了巴特沃斯带通滤波器取出中频信号。以GPS的下变频电路作参考，以后可尝试将该设计应用到L 波段、C波段其它无线电信号接收机的射频前端电路的设计中去。