基于LLC的大功率智能充电器设计方案

　　利用MA TIAB 对该模型进行仿真，可以初步分析出其工作特性如图3 所示。 其中f s 为启动频率( Start Frequency) f r 为谐振频率( ResonantFrequency)。

　　图3LLC谐振工作特性。

　　从图3 中可以看到，在整个频率围内，既有降压的工作区域(M 《 1) ，也有升压的工作区域( M 》1) ，此LLC谐振有着较大的应用范围。 在轻负载时，工作频率逐渐升高， 工作在降压区域内; 而在重负载时， 工作频率逐渐降低， 工作在升压区域内。 由图3 可知， 串联谐振的工作区域应该为f s / f r 》 1 ，才能工作在ZVS 的状态。 在不同负载下，为获得ZVS 的工作条件， 只要使之工作在f s / f r 》 1的右侧即可。 而LLC谐振不仅仅局限于f s / f r 》 1 的区域， 在某些负载下可以工作在f s / f r 《 1区域。 同样可以获得零电压转换的工作状况。 并且与串联谐振相比，在不同负载时的频率变化范围更小。

　　1. 3 LLC 谐振变换器的时序分析

　　LLC 谐振变换器由两个主开关管Q1 和Q2 构成，其驱动信号是占空比固定为0. 5 的互补驱动信号。 为了保证原边功率MOS 管的ZVS ， 副边二极管的ZCS(Zero Current Switch) 都可以实现，工作频率在f 2 《 f ≤f 1 时， 其工作波形图如图4 所示。 从图中可以看出LLC 变换器工作在半个周期内可以分为三个工作模式。

　　模式1 (t0 - t1)：两个开关管(Q1 、Q2 ) 都截止，Q1 的反向二级管导通续流， Lr 上的电流逐渐减小，变压器产生感生电流，向负载供电。 反向二极管的导通将Q1两端的电压钳位在零。

　　模式2 (t1 - t2)：Lr 上的电流在t1 时刻减小到零，Q1 在此时刻导通， Lr 上的电流反向增大， 达到峰值后减小。 Lm 上的电流先减小，然后反向增加。

　　可以看出，t1 时刻由于Q1 的反向二极管的钳位作用，Q1 的导通电压为零。 此阶段只有Lr 和Cr 进行谐振。

　　图4 工作时序波形图

　　模式3 (t2 - t3)：Lm 上的电流在t2 时刻与Lr上的电流相等，此时流过变压器的电流为零，负载与变压器被隔离开。Q1 在此时刻关断，Q2的反向二极管导通续流。 此阶段Lm 也加入到谐振部分， 与Lr 和Cr 串联组成谐振回路。

　　在下半个周期中， 电路的工作与上半个周期刚刚相似，只是方向相反。整个周期的电路工作波形：在上半个周期中，开关管Q1 为零电压导通， 而Q1 在t3 时刻的关断电流im 很小; 在下半个周期中，开关管Q2 为零电压导通，而Q2 在t6 时刻的关断电流im 很小，所以Q1 、Q2 工作时的开关损耗很小。

　　2充电器硬件设计

　　经过上面的分析，设计中采用电流、电压负反馈的方法来达到恒流、恒压充电的目的，充电器硬件原理框图如图5 所示。

　　图5充电器的硬件原理框图

　　交流电经过滤波整流后，流向NCP1653，由其提供PFC(Power Factor Correction) 操作，NCP1653是一款连续导通型(CCM) 的功率因数校正( PFC) 升压式的上升控制电路， 它的外围元器件数量很少，有效地减少了升压电感的体积， 减小了功率MOS管的电流应力，从而降低了成本，且极大地简化了CCM 型的PFC 的操作，它还集成了高可靠的保护功能。 NCP1396 电路为整个硬件电路提供保护(包括有反馈环路失效侦测、快速与低速事件输入，以及可以避免在低输入电压下工作的电源电压过低侦测等) ，NCP1396 的独特架构包括一个500 kHz 的压控振荡器，由于在谐振电路结构中避开谐振尖峰相当重要，因此为了将转换器安排在正确的工作区，NCP1396 内置了可调整且精确的最低开关频率，通过专有高电压技术支持。 应用S3F84K4 单片机实现智能充电器控制。