宽带高隔离度SIW功分器设计

为了减小回波损耗，设计中运用到了T形结结构^[6]，即在模型设计中增加了通孔post1，其位置位于输入端口的中心线上，距离右边SIW阵列的距离是Lp，孔的直径为D，与SIW通孔的大小相同^[7]。为了增加流向port2和port3的信号，将信号分流处的两边均采用了倾斜的SIW通孔阵列。

　　图2中已经说明了将魔T结构用于高隔离度功分器设计的过程。传统波导魔T的三个H面电臂能够等效为三个SIW传输结构，然而它仍然不是平面结构。由于设计的目的是为了实现一个三端口的功分器，E面臂上必须加上一个匹配的负载，这一匹配负载则是由楔形尖劈来实现，不同等高层面代表了不同的电阻值，因此通过将电阻的阻值应当是从中间往两边逐渐减小的方式来模拟这一变化过程。具体在SIW上实现如图4所示，首先在顶部的金属导体上蚀刻出一段槽缝，然后将一系列电阻沿着电场方向连接在槽缝上。由于通孔post1的存在，将这一槽缝分割为post1左右两个部分。通过在HFSS中将这些电阻设置为理想的RLC电阻元件进行优化仿真，并考虑到实际厂家可提供的电阻阻值，最终得到port2和port3之间的隔离度较好时的电阻值由R1到R4分别为100Ω，300Ω，510Ω，1000Ω，R5，R6，R7的阻值则和R1，R2，R3对应。功分器的几何尺寸如表1所示，实物如图5所示，左边为功分器正面图，右边为功分器背面图。

3 仿真与实物测试结果

　　本文功分器采用的介质为Rogers RT/duroid 5880，其介电常数为2.2，损耗正切角为0.0009，厚度为20mil。工作频段为Ku波段。实物采用Rohde & Schwarz ZNC网络分析仪进行测试。图6给出了功分器S11和S31的仿真和测试结果。由仿真曲线可以看到，在13.5GHz到18GHz之间，输入端反射系数S11均小于-15dB，在12GHz到19GHz处，传输系数S21在-3.5dB到-4.6dB之间。测试曲线S11在13.5GHz到18.5GHz之间均小于-13.4dB，S21在13GHz到18GHz之间的值处于-3.5dB到-4.8dB之间。图7给出了输出端口隔离S32和输出端回波损耗S33的仿真及测试曲线。有仿真曲线可以看到S32在12.5GHz到18.5GHz之间在-15dB以下，S33在14GHz到18.5GHz之间在-12.5dB以下。由测试曲线可以看到S32在12.5GHz到18GHz之间小于-12.5GHz，S33在13.8GHz到18.7GHz之间小于-10dB。输入输出端口的回波损耗大于15dB部分占到了40%带宽。由于实测时通过同轴端口与微带-SIW过渡端口与功分器信号输入输出端相连，因此与仿真结果相比，实物测试结果中的各项指标有小的偏差。

　　图8给出了在没有平面魔T结构情况下对功分器的仿真得到的S11，S31，S32，S33仿真曲线，可以看到输出端口的隔离度S32和输出端回波损耗S33均退回到较差的水平，而由于碟形结构的存在，S11在中心频率处则表现出很强的选择性。对比图7可知，平面魔T结构在本设计中表现出了其高隔离度的特性。

4 结论

　　本文采用蝶形滤波结构及平面魔T结构实现了宽带SIW功分器的设计。该功分器的输入输出端口均具有较低的回波损耗，同时输出两端口之间还具有良好的隔离度，达到了预期的设计目的。

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