「电路分析」PWM速度控制4：现代2QD系列

这是有关设计PWM控制器的系列文章中的第四篇。

电流源现在感觉9v1齐纳。这是为了提供一条在12伏电压下仍能保持稳定的供电线路。以前，12伏供电时的电流限制会降低，因为参考电压是从这个电压中得出的。主动上拉拉动IC1b引脚14的4mA电流源已被移除。没必要。而是安装了1K电阻器。这在零速度下需要9毫安，这是一个小缺点。主电容器有两个x 470µ。这些是轴向型，平放在木板上。正如在www网站页面上所解释的，电容器类型的选择对于最佳性能至关重要，现在使用的是一种插入式，带有短而短的引线。再生制动失效过去有一个开关短路Tr5，以挫败再生制动。现在hiside驱动器已经改变，电路上有三个元件被标记。Tr6中的1K集电器通常是安装好的，为了防止再生制动而将其拆下。同时10公里进入Tr8基地改变位置。hiside驱动程序的操作在下面是更多细节还有一个关于抑制再生制动 .捕捉二极管Tr4上有一个二极管。这是为了钳制9v1电源的栅极电压尖峰。要求这样做的原因是有原因的，并将及时予以说明。再生电流限制有一个新的电路增加感测顶部（飞轮）MOSFET。这是hiside电流限制。它的操作是稍后讨论 .过电压箝位增加了一个36v齐纳。这是过电压钳位，包括以下内容 .

横向驱动是电机控制器的重要组成部分。我们使用的电路非常简单，工作良好，但有低电流要求。它是一个双作用电路，自举泵加主动泵。让我们先考虑一下“引导”操作。忽略一个事实，有一个电容器从Tr10的****极馈电-那就是主动泵。

当电路处于零速时，不切换，Tr5断开，下部MOSFET断开，没有电机电流，因此顶部MOSFET通过电机有效短路。它的栅极和所有栅极驱动电路有效地位于正电源轨上。

一旦控制器开始工作，最初的电机速度（平均电压）将非常低。这是通过低侧MOSFET在很短的时间内打开来完成的。在低MOSFET开启期间，M线变低。因此，电流从B+线路流过两个二极管和1K电阻器，为1µ电容器充电。从24v通过1K电阻充电的1µ电容器在24v/mS（CV=IT或V/T=I/C）下开始充电，振荡器的标称值为20kHz，整个周期为50µs，因此短脉冲的长度只有几微秒：1µcap需要几个周期才能达到任何有用的电压。事实上，这并不重要：如果帽没有充分充电，那么顶部的MOSFET将无法正常开启，但这一点也不重要，因为在1µ帽充分充电之前，MOSFET只会像飞轮二极管一样工作：它仍将允许飞轮电流循环，但由于没有开启，损耗将更高。这没关系：因为控制器刚刚开始切换，平均电机电压很低，那么电机电流也很低！当然，在没有栅极电压的情况下，你无法获得任何再生制动-但是电机在这一点上实际上没有移动，因为电压还不足以克服摩擦！事实上，我们只需要引导泵：主动泵是非常不必要的。

这个只有主动泵的原因是可以将两个2QD背靠背连接起来，形成一个全桥控制器。在此应用中，一个或另一个控制器（取决于方向）必须在电机不工作时使其与蓄电池正极短路。正如我们刚才看到的，电路并不是只使用自举泵来实现这一点的，所以主动泵在这个应用中是存在的。主动泵通过施加在电容器上的方波来工作。当方波较低时，电容通过二极管从B充电，当方波变高时，它通过第二个二极管和1K电阻放电到1µhiside储液罐电容器中，因此即使MOSFET没有开关，栅极电压也保持在8.5v左右。

你也会注意到钳位齐纳的位置已经移动：在早期的电路中，它穿过储液罐电容器。现在它把车手的底座夹紧到M-。这样做的优点是齐纳电流很低，受到基极电容的限制，而不是二极管串联电阻的限制，因此齐纳损耗不是问题，电路将在更宽的电压范围内工作。这意味着二极管串联电阻可以小得多，因此电容器充电更快。缺点是NPN晶体管现在受到全电源电压加上泵浦电压的影响。

Tr11和Tr12是再生电流限制电路。虽然其他控制器有电流限制，但它们通常不采用mosfetrds（开）感应，但有些更复杂或更慢的方法。这种电路是4QD所独有的，是一种非常简单、优雅、有效的传感方法。

考虑电路颠倒电机电流流动：电机正在再生，电流从M流过MOSFET等流向M-。当顶层MOSFET在这些条件下开启时，驱动器试图减少电机的负电流，而电机的电感使电流与电池电压相反：这是再生电流，给电池充电。很明显，顶部的MOSFET将有一个高电压通过它，所以Tr11将导电。只要顶部MOSFET的电压超过2xV，Tr11就导通（借助于10K-10K基极电阻）是穿过它

小于2xV时是穿过MOSFET，Tr12可以工作。如果小于1.3倍，则不会打开是通过由10K和3K3基电阻定义的MOSFET），在这个电压下，MOSFET正常导电。但是，如果注入的电流太高，那么这个电流会上升到晶体管12的电流电平。由于我们正在监测的电流是由过度再生引起的MOSFET正向电流，为了减少它，我们需要减少再生，我们只能通过降低减速来做到这一点。换句话说，我们必须加速，增加驱动力，减少再生电流。这正是这个电路的作用。

你会注意到在Tr12上有47v齐纳二极管。选择47v是因为所用的MOSFET的额定电压是50v。当电源电压上升到47v以上时，它导通。假设控制器的再生能力太强，变成了哑弹电池（可能是它掉下来了，落在了高尔夫球场上）。很明显，如果没有电池，我们就不能重新启动刹车。所以我们需要增加速度（就像我们用过量的再生电流一样）。这个齐纳做到了。很明显，箝位水平需要在预期的MOSFET安全运行范围内：47v可能看起来有点接近允许的50v，但请记住，50v绝对是一个更糟糕的情况：我们不应该得到一个MOSFET，它在50v时会失效，并且有制造商的安全裕度。还要记住，齐纳永远不应该这样做。它只限制严重故障条件下的过电压。如果我们没有限制在这个故障下-那么控制器肯定会被摧毁。接近极限航行仍能提供很好的保护。

然而，在这一点上值得补充的是，在使用再生制动的车辆中，是电池而不是控制器来进行制动！如果你住在一个大山顶上，开始时用充满电的电池是不明智的，因为那样你就没有刹车了！具体需要什么样的箝位电压取决于该事件发生的可能性。事实上，有一次，一位客户使用了一个带有60v MOSFET的48v控制器。这个控制器现在正是因为这个原因使用了75v MOSFET，带一个72v箝位齐纳！这一变化还要求其他一些半导体需要升级到更高电压的器件。

为什么有人真的想要抑制再生制动？我想是因为他们有一个齿形带传动装置，而再生装置传送动力的方式不对，导致了齿跳。

一些高尔夫球童制造商主要认为，因为他们安装了机械式自由轮装置，他们必须抑制再生制动。不正确：因为自由轮的再生制动什么也做不了，所以是无害的。

4QD www网站上的公共访问pwm电路解释了如何实现再生制动。当损耗为关时，将hiside打开可以获得更好的效率，因为飞轮装置是一个低值电阻（打开的MOSFET）而不是二极管。电阻的压降一般较小，因此效率更高。事实上，hiside是切换给再生制动。

4QD有一个非常巧妙的方法来同步切换hiside：实际上hiside现在是一个同步整流器：不是新技术，但据我所知，没有其他公司在电机控制器上使用过这一原理。

为了抑制再生，1K被移除（如电路上所示）。所以Tr5断开了。然后hiside将永久开启。但是Tr8的b-e电阻也被移除，取而代之的是一个从Tr8底座到电池正极的电阻。这使得Tr8的基极****极直接穿过MOSFET——通过一个10K电阻来限制任何电流。

当Hiside MOSFET飞来飞去时，电流从源极流到漏极。因此Tr8的基是反向偏压的。它不能打开。但当电机电流反向时，情况就会改变。

考虑一下在底部MOSFET关闭之前的情况。顶部的MOSFET将有一个高电压通过它，因此Tr8将被打开。Tr7和Tr8形成“PU对”（参见www站点电路)所以两者都被打开，顶部MOSFET的栅极被硬地夹在它的源上。当底部MOSFET关闭时，电机电流试图通过hiside MOSFET飞轮。没有问题，如果它是正向电机电流，它将首先流经顶部MOSFET的体二极管。但是正如我们刚刚看到的，这导致了Tr8的基极上的负电压，所以这对在这一点上关闭，Tr6拉起了MOSFET栅极，打开了它。

当底部MOSFET开始启动时，首先它的电流必须上升，直到所有的电机电流都流过它：这是任何控制器的正常状态，直到这发生，通过飞轮装置的电流才能降到零。然而，在这个电路中，底部的MOSFET电流必须再上升一点，直到有足够的电流通过顶部MOSFET，从而在正向方向上降低足够的电压，使Tr8的基极****极被打开。在这一点上，输入对卡入，短路MOSFET栅极并关闭它。如果这看起来有点激烈，看看MOSFET瞬态电流处理规范，记住这个过电流流动大约一微秒。

人们常说在MOSFET的栅极上需要一个齐纳二极管来防止电压瞬变。很少有人解释这些瞬变的来源。然而，这些控制器设计的永磁电机具有换向器和电刷。当电机旋转时，这些电流在适当的绕组之间快速切换。画笔呈弧形。你可以清楚地看到这种电弧，如果你看电刷，而电机正在工作：只有非常好的设计和新的电刷不会显着电弧。

第一批无线电传输是用火花****进行的。电弧是产生宽带噪声的非常好的发生器，而且（由于可能有大量电流流动），这种噪声也可能具有非常高的能量。如果电机接线恰好有正确的传输路径，与产生的噪声瞬态相吻合，那么一个巨大的尖峰会传回mosfet。这种噪声尖峰可以通过MOSFET的内部电容耦合到它自己的栅极上，如果栅极驱动电路出错，就会产生栅极电压瞬态，从而破坏MOSFET。因此，需要考虑这种机制，夹持浇口是其中一种方法。

这种类型的噪声的问题是，系统没有被抑制的水平：总有可能出现高于保护水平的噪声峰值。这种情况与防洪、防震、防雷非常相似，“安全”根本不存在！这都取决于统计概率。

我们很难理解这一点：第2期2QD电路有一个电流源，而不是1K上拉IC1b引脚14。当我们用一个电阻代替它时，我们突然发现了更多看似随机的故障。这种改变实际上是首先在NCC控制器上完成的，它使用相同的电路。一位顾客反复吹坏了后面的电路，而不是前一个。

然后我们注意到，卡在继电器，在极片和电枢之间，有铁屑！当被询问时，客户承认他在系统附近使用过角磨机。铁屑进入了马达和控制器。你可以想象当锉屑卡在碳刷装置里时，一定会产生噪音！

电流源实际上将MOSFET栅极驱动电阻器的基极（通过晶体管集电极基极结二极管）夹在9v1线上，在那里它被齐纳钳位。用1K代替电流源也用1K代替尖峰箝位，导致可靠性下降。幸运的是，我们遇到了这种“坏运气”——它使我们能够识别出一种机制，这种机制在设计得当的控制器上非常罕见，以至于很难识别：它只是偶尔出现的随机和不稳定的故障，没有任何好的理由。问题是，如果你有一个每100000个控制器小时发生一次的故障机制，你需要足够的控制器在现场，以回报率足以让你真正认识到存在一种模式。只有这样你才能开始研究原因。

D6将栅极直接夹在9v1线路上，9v1线路本身由一个齐纳到MOSFET源箝位。在后来的设计中，一个9v1齐纳在****门驱动器钳直接到0v。D6在这里工作，因为轨道路径非常短。

这涵盖了2QD电路：控制器本身现在不是4QD的首选产品：它没有任何问题，它是一个非常简单可靠的控制器，生产成本低廉，每次都能工作。作为一个DIY控制器，它是理想的。但真正的市场对电路的要求越来越高。代替2QD的控制器是Uni。它是盒装的，更立体的形状似乎更受欢迎。