一种多路输出军用车载电源的设计

作者：时间：2011-03-19 来源：网络收藏

本文引用地址： //m.amcfsurvey.com/article/197488.htm

2）谐振复位正激变换器变压器上的电压尖峰（最终反映到v_DS的电压尖峰）是由变压器漏感L_S与电容C谐振造成的，而RCD复位正激变换器变压器上的电压尖峰是由变压器漏感L_S与开关管S的结电容谐振造成的。由于电容C的容量远远大于开关管S的结电容，谐振复位电压尖峰的谐振周期要远大于RCD复位电压尖峰的谐振周期，因此，在变压器漏感L_S上的负载电流能量一定的情况下，谐振复位的电压尖峰幅度要比RCD复位的电压尖峰幅度低得多。从另一个角度理解，可以认为谐振复位正激变换器在开关管D－S间并联的电容C起到了吸收电压尖峰的作用。

3）RCD复位正激变换器的激磁能量和漏感能量全部消耗在电阻R上，而谐振复位正激变换器的激磁能量和漏感能量基本上没有消耗，见图8(b)。但是由于谐振复位正激变换器在开关导通之前，电容C两端的电压为V_in，因此有CV_in²的能量消耗在开关管开通过程中。

4）从图8(b)及图9(b)i_L_m波形可以看到，谐振复位正激变换器变压器磁偏比较小，而RCD复位正激变换器变压器磁偏较大。

以上分析可以得知，两种复位方式的正激变换器都有各自的优点，但缺点也比较明显，在某些时候设计起来有较大的瓶颈。这就不难想到将两种复位方式结合起来，来软化它们各自的缺点，同时还能带来新的优点，即谐振RCD复位正激变换器。

图10(a)所示的即为谐振RCD复位正激变换器，可以看到在线路上它就是谐振复位正激变换器和RCD复位正激变换器的结合。图10(b)是谐振RCD复位正激变换器的主要工作波形。谐振RCD复位正激变换器在一个周期内可以分为5个阶段。

(a) 谐振RCD复位正激变换器

(b) 谐振复位RCD正激变换器工作波形

图10 谐振RCD复位正激变换器电路及工作波形

（1）阶段1〔t₀～t₁〕t₀时刻主开关S开通，变压器上承受输入电压，激磁电流线形上升。副边二极管D_R1导通。

（2）阶段2〔t₁～t₂〕t₁时刻S关断，首先发生的是谐振复位，漏感上的贮存能量向电容C₂转移，产生一个电压尖峰（这是漏感和电容C₂的谐振）。然后激磁电感和漏感加在一起和电容C₂谐振。因变压器上电压为下正上负，所以副边整流二极管D_R1截止，续流二极管D_R2导通。

（3）阶段3〔t₂～t₃〕当复位电压谐振到超过C₁上的电压，二极管D就导通，激磁电流流向电容C₁。成为RCD复位的状态。此时激磁电流线性下降。这也保证了复位电压不会过高，从而使得开关管的电压应力得到控制。当激磁电流下降到零，该状态结束。

（4）阶段4〔t₃～t₄〕激磁电流下降到零之后，二极管D就截止。但是，C₂上的能量又会回馈给激磁电感，也就是说，此时是C₂和激磁电感发生谐振。C₂上电压下降，激磁电流反向增加。直到C₂上电压下降到与输入电压相等，也就是变压器上电压下降到零，该状态结束。

（5）阶段5〔t₄～t₅〕变压器上电压只要出现一个微小的上正下负的值，副边二极管D_R1就导通，激磁电流流过D_R1。但是该电流不足以提供负载电流，所以，续流管D_R2也继续保持导通，提供不足部分的负载电流。同时D_R1和D_R2共同导通也保证了变压器上电压为零，激磁电流保持不变。该状态一直保持到开关管S的再次导通。

谐振RCD复位正激变换器谐振电容C₂的取值应该小于谐振复位正激变换器的谐振电容C，这样在谐振复位阶段（阶段2和阶段4）复位电压的上升和下降比较快，所以在同是t₂时间内完成复位的情况下，谐振RCD复位正激变换器的平台电压要比谐振复位低，接近RCD复位正激变换器的平台电压。由于C₂小于C，但比开关管的结电容还是大很多，因此谐振RCD复位正激变换器变压器的电压尖峰比谐振复位的略大，而比RCD复位的小很多。从以上分析得到，谐振RCD复位正激变换器变压器的电压平台及尖峰都较低，因此，开关应力较低。而在激磁能量损耗（有部分的激磁能量回馈），开关损耗（C₂C），变压器磁偏（见各种复位方式的激磁电流波形）方面，谐振RCD复位正激变换器是谐振复位正激变换器和RCD复位正激变换器的折衷。

6 饱和电感的应用

由于该电源装置是低压大电流输入和输出，所以，二极管上的反向恢复问题相当严重，尤其是正激变换器的续流二极管D_R2。图11(a)是正激变换器的D_R2上的电压波形，可以看到有很高的电压尖峰。这不仅增加了损耗，抬高了所需器件的额定电压值，而且对于电磁兼容也是非常不利的。采用饱和电感和二极管串联，如图11(b)所示，可以大大削弱二极管的反向恢复，同时又不会增加很多损耗。加了饱和电感后，二极管D_R2上电压波形如图11(b)所示。可以看到加了饱和电感后，D_R2上的电压尖峰从将近160V降到了80V。