影响开关模式、DC-DC转换器效率的主要因

P _SW(MOSFET)= 0.5 × V _D× I _D× (t _SW(ON)+ t _SW(OFF)) × f _S

其中，V_D为MOSFET关断期间的漏源电压，I_D是MOSFET导通期间的沟道电流，t_SW(ON)和t_SW(OFF)是导通和关断时间。对于降压电路转换，V_IN是MOSFET关断时的电压，导通时的电流为I_OUT。

为了验证MOSFET的开关损耗和传导损耗，图5给出了降压转换器中集成高端MOSFET的典型波形：V_DS和I_DS。电路参数为：V_IN= 10V、V_OUT= 3.3V、 I _OUT= 500mA、 R_DS(ON)= 0.1Ω、f_S= 1MHz、开关瞬变时间(t_ON+ t_OFF)总计为38ns。

在图5可以看出，开关变化不是瞬间完成的，电流和电压波形交叠部分导致功率损耗。MOSFET“导通”时(图2)，流过电感的电流I_DS线性上升，与导通边沿相比，断开时的开关损耗更大。

利用上述近似计算法，MOSFET的平均损耗可以由下式计算：

PT(MOSFET) = P _COND(MOSFET)+ P _SW(MOSFET)

= [(I ₁ ³- I ₀ ³)/3] × R _DS(ON)× V _OUT/V _IN+ 0.5 × V _IN× I _OUT× (t _SW(ON)+ t _SW(OFF)) × f _S

= [(1 ³- 0 ³)/3] × 0.1 × 3.3/10 + 0.5 × 10 × 0.5 × (38 × 10 ^-9) × 1 × 10 ⁶

= 0.011 + 0.095 = 106mW

这一结果与图5下方曲线测量得到的117.4mW接近，注意：这种情况下，f_S足够高，P_SW(MOSFET)是功耗的主要因素。


图5. 降压转换器高端MOSFET的典型开关周期，输入10V、输出3.3V (输出电流500mA)。开关频率为1MHz，开关转换时间是38ns。

与MOSFET相同，二极管也存在开关损耗。这个损耗很大程度上取决于二极管的反向恢复时间(t_RR)，二极管开关损耗发生在二极管从正向导通到反向截止的转换过程。

当反向电压加在二级管两端时，正向导通电流在二极管上产生的累积电荷需要释放，产生反向电流尖峰(I_RR(PEAK))，极性与正向导通电流相反，从而造成V × I功率损耗，因为反向恢复期内，反向电压和反向电流同时存在于二极管。图6给出了二极管在反向恢复期间的PN结示意图。


图6. 二极管结反偏时，需要释放正向导通期间的累积电荷，产生峰值电流(I_RR(PEAK))。

了解了二极管的反向恢复特性，可以由下式估算二极管的开关损耗(P_SW(DIODE))：

P _SW(DIODE)= 0.5 × V _REVERSE× I _RR(PEAK)× t _RR2× f _S

其中，V_REVERSE是二极管的反向偏置电压，I_RR(PEAK)是反向恢复电流的峰值，t_RR2是从反向电流峰值I_RR到恢复电流为正的时间。对于降压电路，当MOSFET导通的时候，V_IN为MOSFET导通时二极管的反向偏置电压。

为了验证二极管损耗计算公式，图7显示了典型的降压转换器中PN结的开关波形，V_IN= 10V、V_OUT= 3.3V，测得I_RR(PEAK)= 250mA、I_OUT= 500mA、 f _S= 1MHz、 t _RR2= 28ns、 V_F= 0.9V。利用这些数值可以得到：

该结果接近于图7所示测量结果358.7mW。考虑到较大的V_F和较长的二极管导通周期，t_RR时间非常短，开关损耗(P_SW(DIODE))在二极管损耗中占主导地位。


图7. 降压型转换器中PN结开关二极管的开关波形，从10V输入降至3.3V输出，输出电流为500mA。其它参数包括：1MHz的f_S，t_RR2为28ns，V_F= 0.9V。

提高效率

基于上述讨论，通过哪些途径可以降低电源的开关损耗呢？直接途径是：选择低导通电阻R_DS(ON)、可快速切换的MOSFET；选择低导通压降V_F、可快速恢复的二极管。

直接影响MOSFET导通电阻的因素有几点，通常增加芯片尺寸和漏源极击穿电压(V_BR(DSS))，由于增加了器件中的半导体材料，有助于降低导通电阻R_DS(ON)。另一方面，较大的MOSFET会增大开关损耗。因此，虽然大尺寸MOSFET降低了R_DS(ON)，但也导致小器件可以避免的效率问题。

当管芯温度升高时，MOSFET导通电阻会相应增大。必须保持较低的结温，使导通电阻R_DS(ON)不会过大。导通电阻 R _DS(ON) 和栅源偏置电压成反比，因此，推荐使用足够大的栅极电压以降低R_DS(ON)损耗，但此时也会增大栅极驱动损耗，需要平衡降低R_DS(ON)的好处和增大栅极驱动的缺陷。

MOSFET的开关损耗与器件电容有关，较大的电容需要较长的充电时间，使开关切换变缓，消耗更多能量。米勒电容通常在MOSFET数据资料中定义为反向传输电容(C_RSS)或栅-漏电容(C_GD)，在开关过程中对切换时间起决定作用。

米勒电容的充电电荷用Q_GD表示，为了快速切换MOSFET，要求尽可能低的米勒电容。一般来说，MOSFET的电容和芯片尺寸成反比，因此必须折衷考虑开关损耗和传导损耗，同时也要谨慎选择电路的开关频率。

对于二极管，必须降低导通压降，以降低由此产生的损耗。对于小尺寸、额定电压较低的硅二极管，导通压降一般在0.7V到1.5V之间。二极管的尺寸、工艺和耐压等级都会影响导通压降和反向恢复时间，大尺寸二极管通常具有较高的V_F和t_RR，这会造成比较大的损耗。开关二极管一般以速度划分，分为“高速”、“甚高速”和“超高速”二极管，反向恢复时间随着速度的提高而降低。快恢复二极管的t_RR为几百纳秒，而超高速快恢复二极管的t_RR为几十纳秒。

低功耗应用中，替代快恢复二极管的一种选择是肖特基二极管，这种二极管的恢复时间几乎可以忽略，反向恢复电压V_F也只有快恢复二极管的一半(0.4V至1V)，但肖特基二极管的额定电压和电流远远低于快恢复二极管，无法用于高压或大功率应用。另外，肖特基二极管与硅二极管相比具有较高的反向漏电流，但这些因素并不限制它在许多电源中的应用。

然而，在一些低压应用中，即便是具有较低压降的肖特基二极管，所产生的传导损耗也无法接受。比如，在输出为1.5V的电路中，即使使用0.5V导通压降V_F的肖特基二极管，二极管导通时也会产生33%的输出电压损耗！

为了解决这一问题，可以选择低导通电阻R_DS(ON)的MOSFET实现同步控制架构。用MOSFET取代二极管(对比图1和图2电路)，它与电源的主MOSFET同步工作，所以在交替切换的过程中，保证只有一个导通。导通的二极管由导通的MOSFET所替代，二极管的高导通压降V_F被转换成MOSFET的低导通压降(MOSFET R_DS(ON)× I)，有效降低了二极管的传导损耗。当然，同步整流与二极管相比也只是降低了MOSFET的压降，另一方面，驱动同步整流MOSFET的功耗也不容忽略。

IC数据资料

以上讨论了影响开关电源效率的两个重要因素(MOSFET和二极管)。回顾图1所示降压电路，从数据资料中可以获得影响控制器IC工作效率的主要因素。首先，开关元件集成在IC内部，可以节省空间、降低寄生损耗。其次，使用低导通电阻R_DS(ON)的MOSFET，在小尺寸集成降压IC (如MAX1556)中，其nMOS和pMOS的导通电阻可以达到0.27Ω (典型值)