影响开关模式、DC-DC转换器效率的主要因

合理选择SMPS IC

合理选择SMPS IC的封装、控制架构，并进行合理设计，可以有效提高转换效率。

集成功率开关

功率开关集成到IC内部时可以省去繁琐的MOSFET或二极管选择，而且使电路更加紧凑，由于降低了线路损耗和寄生效应，可以在一定程度上提高效率。根据功率等级和电压限制，可以把MOSFET、二极管(或同步整流MOSFET)集成到芯片内部。将开关集成到芯片内部的另一个好处是栅极驱动电路的尺寸已经针对片内MOSFET进行了优化，因而无需将时间浪费在未知的分立MOSFET上。

静态电流

电池供电设备特别关注IC规格中的静态电流(I_Q)，它是维持电路工作所需的电流。重载情况下(大于十倍或百倍的静态电流I_Q)，I_Q对效率的影响并不明显，因为负载电流远大于I_Q，而随着负载电流的降低，效率有下降的趋势，因为I_Q对应的功率占总功率的比例提高。这一点对于大多数时间处于休眠模式或其它低功耗模式的应用尤其重要，许多消费类产品即使在“关闭”状态下，也需要保持键盘扫描或其它功能的供电，这时，无疑需要选择具有极低I_Q的电源。

电源架构对效率的提高

SMPS的控制架构是影响开关电源效率的关键因素之一。这一点我们已经在同步整流架构中讨论过，由于采用低导通电阻的MOSFET取代了功耗较大的开关二极管，可有效改善效率指标。

另一种重要的控制架构是针对轻载工作或较宽的负载范围设计的，即跳脉冲模式，也称为脉冲频率调制(PFM)。与单纯的PWM开关操作(在重载和轻载时均采用固定的开关频率)不同，跳脉冲模式下转换器工作在跳跃的开关周期，可以节省不必要的开关操作，进而提高效率。

跳脉冲模式下，在一段较长时间内电感放电，将能量从电感传递给负载，以维持输出电压。当然，随着负载吸收电流，输出电压也会跌落。当电压跌落到设置门限时，将开启一个新的开关周期，为电感充电并补充输出电压。

需要注意的是跳脉冲模式会产生与负载相关的输出噪声，这些噪声由于分布在不同频率(与固定频率的PWM控制架构不同)，很难滤除。

先进的SMPS IC会合理利用两者的优势：重载时采用恒定PWM频率；轻载时采用跳脉冲模式以提高效率，图1所示IC即提供了这样的工作模式。

当负载增加到一个较高的有效值时，跳脉冲波形将转换到固定PWM，在标称负载下噪声很容易滤除。在整个工作范围内，器件根据需要选择跳脉冲模式和PWM模式，保持整体的最高效率(图8)。

图8中的曲线D、E、F所示效率曲线在固定PWM模式下，轻载时效率较低，但在重载时能够提供很高的转换效率(高达98%)。如果设置在轻载下保持固定PWM工作模式，IC将不会按照负载情况更改工作模式。这种情况下能够使纹波保持在固定频率，但浪费了一定功率。重载时，维持PWM开关操作所需的额外功率很小，远远低于输出功率。另一方面，跳脉冲“空闲”模式下的效率曲线(图8中的A、B、C)能够在轻载时保持在较高水平，因为开关只在负载需要时开启。对7V输入曲线，在1mA负载的空闲模式下能够获得高于60%的效率。


图8. 降压转换器在PWM和空闲(跳脉冲)模式下效率曲线，注意：轻载时，空闲模式下的效率高于PWM模式。

优化SMPS

开关电源因其高效率指标得到广泛应用，但其效率仍然受SMPS电路的一些固有损耗的制约。设计开关电源时，需要仔细研究造成SMPS损耗的来源，合理选择SMPS IC，从而充分利用器件的优势，为了在保持尽可能低的电路成本，甚至不增加电路成本的前提下获得高效的SMPS，工程师需要做出全面的选择。

无源元件损耗

我们已经了解MOSFET和二极管会导致SMPS损耗。采用高品质的开关器件能够大大提升效率，但它们并不是唯一能够优化电源效率的元件。

图1详细介绍了一个典型的降压型转换器IC的基本电路。该控制IC集成了两个同步整流MOSFET，低R_DS(ON)MOSFET，效率可达97%。这个电路中，开关元件集成在IC内部，已经为具体应用预先选择了元器件。然而，为了进一步提高效率，设计人员还需关注无源元件—外部电感和电容，了解它们对功耗的影响。

电感功耗

阻性损耗

电感功耗包括线圈损耗和磁芯损耗两个基本因素，线圈损耗归结于线圈的直流电阻(DCR)，磁芯损耗归结于电感的磁特性。

DCR定义为以下电阻公式：

式中，ρ为线圈材料的电阻系数，l为线圈长度，A为线圈横截面积。

DCR将随着线圈长度的增大而增大，随着线圈横截面积的增大而减小。可以利用该原则判断标准电感，确定所要求的不同电感值和尺寸。对一个固定的电感值，电感尺寸较小时，为了保持相同匝数必须减小线圈的横截面积，因此导致DCR增大；对于给定的电感尺寸，小电感值通常对应于小的DCR，因为较少的线圈数减少了线圈长度，可以使用线径较粗的导线。

已知DCR和平均电感电流(具体取决于SMPS拓扑)，电感的电阻损耗 (P _L(DCR)) 可以用下式估算：

P _L(DCR)= L _AVG² × DCR

这里，I_L(AVG)是流过电感的平均直流电流。对于降压转换器，平均电感电流是直流输出电流。尽管DCR的大小直接影响电感电阻的功耗，该功耗与电感电流的平方成正比，因此，减小DCR是必要的。

另外，还需要注意的是：利用电感的平均电流计算P_L(DCR)(如上述公式)时，得到的结果略低于实际损耗，因为实际电感电流为三角波。本文前面介绍的MOSFET传导损耗计算中，利用对电感电流的波形进行积分可以获得更准确的结果。更准确。当然也更复杂的计算公式如下：

P _L(DCR)= (I _P³ - I _V³)/3 × DCR

式中I_P和I_V为电感电流波形的峰值和谷值。

磁芯损耗

磁芯损耗并不像传导损耗那样容易估算，很难估测。它由磁滞、涡流损耗组成，直接影响铁芯的交变磁通。SMPS中，尽管平均直流电流流过电感，由于通过电感的开关电压的变化产生的纹波电流导致磁芯周期性的磁通变化。

磁滞损耗源于每个交流周期中磁芯偶极子的重新排列所消耗的功率，可以将其看作磁场极性变化时偶极子相互摩擦产生的“摩擦”损耗，正比于频率和磁通密度。

相反，涡流损耗则是磁芯中的时变磁通量引入的。由法拉第定律可知：交变磁通产生交变电压。因此，这个交变电压会产生局部电流，在磁芯电阻上产生I²R损耗。

磁芯材料对磁芯损耗的影响很大。SMPS电源中普遍使用的电感是铁粉磁芯，铁镍钼磁粉芯(MPP)的损耗最低，铁粉芯成本最低，但磁芯损耗较大。

磁芯损耗可以通过计算磁芯磁通密度(B)的最大变化量估算，然后查看电感或铁芯制造商提供的磁通密度和磁芯损耗(和频率)图表。峰值磁通密度可以通过几种方式计算，公式可以在电感数据资料中的磁芯损耗曲线中找到。

相应地，如果磁芯面积和线圈数已知，可利用下式估计峰值磁通：

这里，B是峰值磁通密度(高斯)，L是线圈电感(亨)，ΔI是电感纹波电流峰峰值(安培)，A是磁芯横截面积(cm²)，N是线圈匝数。

随着互联网的普及，可以方便地从网上下载资料、搜索器件信息，一些制造商提供了交互式电感功耗的计算软件，帮助设计者估计功耗。使用这些工具能够快捷、准确地估计应用电路中的功率损耗。例如，Coilcraft提供的在线电感磁芯损耗和铜耗计算公式，简单输入一些数据即可得到所选电感的磁芯损耗和铜耗。

电容损耗

与理想的电容模型相反，电容元件的实际物理特性导致了几种损耗。电容在SMPS电路中主要起稳压、滤除输入/输出噪声的作用(图1)，电容的这些损耗降低了开关电源的效率。这些损耗主要表现在三个方面：等效串联电阻损耗、漏电流损耗和电介质损耗。

电容的阻性损耗显而易见。既然电流在每个开关周期流入、流出电容，电容固有的电阻(R_C)将造成一定功耗。漏电流损