基于反相SEPIC的高效率降压/升压转换器的设计
本文引用地址://m.amcfsurvey.com/article/176022.htm
下框中的补偿元件值可以通过下式计算:
![eq7](http://m.amcfsurvey.com/editerupload/fetch/20131009/176022_3_0.jpg)
(7)
![eq8](http://m.amcfsurvey.com/editerupload/fetch/20131009/176022_3_1.jpg)
(8)
![eq9](http://m.amcfsurvey.com/editerupload/fetch/20131009/176022_3_2.jpg)
(9)
转换器的跨导GCS利用下式计算:
![](http://m.amcfsurvey.com/editerupload/fetch/20131009/176022_3_3.jpg)
(10)
COUT 是转换器的输出电容。ESR是该输出电容的等效串联电阻。RLOAD是最小输出负载电阻。ACS是电流检测增益,对于ADP1877,它可以在3 V/V至24 V/V范围内以离散步进选择。Gm是误差放大器的跨导,ADP1877为550 μs。VREF 是与误差放大器的正输入端相连的基准电压,ADP1877为0.6 V。
GCS 是与频率无关的增益项,随增强后的次级开关电阻RDS(ON)而变化。最高交越频率预期出现在此电阻和占空比D最低时。
为确保在最大输出电流时不会达到补偿箝位电压,所选的电流检测增益(ACS)最高值应满足以下条件:
![](http://m.amcfsurvey.com/editerupload/fetch/20131009/176022_3_4.jpg)
(11)
其中IL 为峰峰值电感纹波电流。
![](http://m.amcfsurvey.com/editerupload/fetch/20131009/176022_3_5.jpg)
(12)
如果斜率补偿过多,此处的方程式精确度将会下降:直流增益将降低,输出滤波器将引起主极点的频率位置提高。
斜率补偿
对于利用ADP1877实现的同步反相SEPIC,必须考虑电流模式控制器2中的次谐波振荡现象。
按照下式设置RRAMP ,可以将采样极点的品质因素设为1,从而防止发生次谐波振荡3 (假设 fUNITY 设置适当)。
![](http://m.amcfsurvey.com/editerupload/fetch/20131009/176022_3_6.jpg)
(13)
值得注意的是,随着增强后的次级开关电阻RDS(ON)降低,采样极点的Q也会下降。如果这一因素与其它相关容差一起导致Q小于0.25,则应进行仿真,确保在考虑容差的情况下,转换器不会有过多斜率补偿,并且不是太偏向于电压模式。RRAMP 的值必须使得ADP1877 RAMP引脚的电流在6 μA至200 μA范围内,其计算公式14如下:
![](http://m.amcfsurvey.com/editerupload/fetch/20131009/176022_3_7.jpg)
(14)
功率器件应力
从图2和图3的电流流向图可以看出,功率MOSFET在接通后要承载电感电流总和。因此,流经两个开关的电流直流分量为:
![](http://m.amcfsurvey.com/editerupload/fetch/20131009/176022_3_8.jpg)
(15)
如果电感的耦合比为1:1,则流经两个开关的电流交流分量为:
![](http://m.amcfsurvey.com/editerupload/fetch/20131009/176022_3_9.jpg)
(16)
知道这些值后,可以很快算出流经各开关的电流均方根值。这些值与所选MOSFET的RDS(ON)MAX共同确保MOSFET具有热稳定性,同时功耗足够低,以满足效率要求。
![](http://m.amcfsurvey.com/editerupload/fetch/20131009/176022_3_10.jpg)
图7. 同步反相SEPIC的理想电流波形(忽略死区)
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