音频放大器PSRR测量技术及其电源纹波效应探讨

若要了解PSRR 测量何以不再能确切判别供电抑制性能，必须先回顾AB 类放大器主导消费性音频电子产品的那段历史。AB 类放大器过去的配置都采用单端(SE) 或BTL 输出配置，这与现今的配置相同。事实上，SE AB 类放大器一般都使用分支轨电源(split rail supply) (亦即+/- 12V)，因为电源供应主要采用变压器的型态，而且加入第二个轨不会导致成本负担。BTL 配置较常用于非分支轨电源的音频系统。然而，不论是SE 或BTL 配置，通过AB 类放大器的基本架构以及低于电源轨电压的输出电压，AB 类放大器都能达到良好的PSRR。

针对AB 类放大器，PSRR 测量能够较准确地指出放大器抑制电源噪音的能力，尤其是对于SE 配置(详见下文)。首先让我们来了解D 类放大器对于市场的影响。D 类放大器的高效运作改变了市场的生态，使得工业设计出现大量的创新，尤其是体积尺寸的缩减。然而，这类放大器的架构与AB 类放大器有根本上的差异，而且几乎清一色地选用BTL 作为其输出配置。

在BTL 配置中，D 类放大器具备由四个FETS 组成的两个输出级(也称为全桥式)。SE D 类放大器则只有由两个FETS 组成的单一输出级(也称为半桥式)。相较于SE 配置，BTL 输出配置具有多项优点，包括特定电源轨的四倍输出功率、较佳的低音回应，以及绝佳的开关噪音抑制性能。BTL 架构的缺点则是需要两倍数量的FET 电晶体，这表示晶粒的大小尺寸及相关成本增加，而且重建滤波器(LC 滤波器) 的成本加倍。在现今SE 及BTL D 类放大器并行的市场中，BTL 占了绝大多数。

在D 类BTL 配置中，传统的PSRR 测量无法发挥效用。为了深入了解其中的原因，就必须先了解D 类放大器的运作方式以及PSRR 的测量方式。D 类放大器是切换放大器，输出会以极高的频率在轨与轨之间切换，而此频率一般在250kHz 以上。音频会用来进行切换频率(方波) 的脉冲宽度调变(PWM)，然后重建滤波器(LC 滤波器) 会用来撷取载波频率中的音频。这类切换架构的性能相当高(架构与开关模式电源供应相同)，但是对于供电噪音的敏感度也远远高于传统的AB 类放大器。再仔细想想，放大器的输出基本上是电源轨(经过脉冲宽度调变)，因此任何出现的供电噪音都会直接传送到放大器的输出。

供电抑制比(PSRR) 是测定放大器抑制供电噪音(亦即纹波) 达到何种程度的测量方式。这是选用音频放大器时必须考虑的重要参数，因为PSRR 不佳的音频放大器通常需要高成本的电源供应及/或大型去耦合电容。在消费市场中，电源供应的成本、尺寸及重量是重要的设计考虑，尤其在体积外型不断缩小、价格急速下滑，而且便携式设计日益普遍的情况下更是如此。

在传统的PSRR 测量中，放大器的电源电压包含DC 电压及AC 纹波信号(Vripple)。音频输出为AC 接地，因此测量期间不会有任何音频。由于所有的电源电压去耦合电容都已移除，因此Vripple 不会明显减弱(图1)。此时会测量输出信号，然后使用式1 计算PSRR：
(1)

图1. 传统的PSRR 测量

图2 显示在D 类BTL 音频放大器上进行的传统PSRR 测量。重建滤波器前后的输出明显出现供电噪音，不过，请注意出现的噪音在负载中为同相位(in-phase)。因此，测量PSRR 时，Vout+ 与Vout- 纹波会相互抵消，产生出供电抑制的错误指示，但是，可以清楚地看到放大器正将电源噪音直接传送到输出。这类PSRR 测量无法指出放大器抑制供电噪音的优劣程度，而PSRR 测量无法发挥效用的主因是输入在测量期间为AC 接地。在实际应用中，放大器的功用是播放音乐，这正是必须考虑的部分。

播放音频时，供电噪音会与内送音频相互混合/调变，而整个音频频带会产生程度不一的失真状况，BTL 配置本身的抵消作用再也无法消除其中的噪音，业界称此为互调失真(IMD)。IMD 是两个以上不同频率的信号混合后所产生的结果，而且一般来说，所形成的信号频率不会是其中一种信号的谐波频率(整数倍数)。

图2. 具备LC 滤波器的BTL D 类PSRR 测量

在继续探讨如何应付PSRR 测量的缺陷之前，首先谈论一下回馈。从前文的论述中，应该不难察觉到D 类放大器本身有电源噪音方面的问题，若不进行反馈，这将成为一个重大缺陷(在高阶音频应用中，开放回路放大器可达到不错的音质，然而这类放大器一般都具备相当稳定、高性能的电源，而且成本也相当高，因此不能相提并论。) 若要补强对供电噪音的敏感度，设计人员可以设计一个电源已经过良好调节的系统，不过成本会增加，又或者是使用具有反馈的D 类放大器(也称为封闭回路放大器)。

在现今的消费性电子产品市场中，大多数的模拟输入D 类放大器都采用封闭回路。然而，其中的数字输入I2S 放大器有其缺陷。I2S 放大器通过数字汇流排直接连接于音频处理器或音频来源，由于免除不必要的数字模拟转换，因此可降低成本，并提升性能。但是，如今市场上的封闭回路I2S 放大器并不普遍，因为要建立反馈回路来进行PWM 输出取样并且与内送I2S 数字音频串流(digital audio stream) 相加总是相当困难的。在模拟反馈系统中，通常是模拟输出与模拟输入相加总，因此较为简易可行。然而，随着I2S 市场的演变，大多数的I2S 放大器都采取模拟输入放大器的做法，并采用反馈架构。

显然PSRR 不是测量BTL D 类放大器供电抑制的有效方法，那么应该怎么做？现在回头谈谈互调这个名词。设计人员需要测量在播放音频时所产生的互调失真及其对应的THD+N 配置。在开始之前，让我们先回顾一下SE 架构。在SE 架构中，不论是AB 类、D 类或Z 类，都没有BTL 架构的抵消作用，这是因为喇叭的其中一端连接放大器，另一端则接地。因此，对于AB 类或D 类放大器而言，在SE 架构中，传统的PSRR 测量都能够确实指出供电噪音抑制的情形。

在进行实验后便能取得一些数据，而藉由下列一系列测量所得的数据，则可分析和比较开放回路及封闭回路I2S 放大器的电源纹波IMD。数字1kHz 音调注入放大器的输入，而100Hz 的500mVpp 纹波信号则注入电源供应。通过音频精准度内建于FFT 的功能可取得差动输出的FFT，进而进行观测IMD。

图3 显示封闭回路I2S放大器的IMD测量，注意其中的1 kHz 输入信号以及几乎不存在的旁波带(sideband)。反馈回路正有效地抑制互调失真。

图3. TAS5706 封闭回路互调曲线图

图4 显示相同的IMD 测量，但是这次是在I2S 开放回路放大器进行测量。900 Hz 及1.1kHz 的旁波带相当明显，因为其中没有抑制IMD 的反馈。

图4. 开放回路互调曲线图

现在提供一个好消息。在图3 及图4 中，可以清楚看出电源噪音IMD 所产生的效果，不过，就音质而言，IMD 是一种很难达到定性的测量方式。进行这种实验时，可选择改为测量THD+N 配置，以下两项测量将依此进行。THD+N 是以1kHz 数字音频及500mVpp 电源纹波进行测量，电源纹波频率则介于50Hz 至1kHz 之间。

图5 显示开放回路放大器在不同电源纹波频率下的THD+N 曲线图。红线表示电源供应未出现任何纹波的放大器性能，这是最理想的状态。另一条曲线表示介于50Hz 至1kHz 之间的纹波频率。当纹波频率增加时，失真对频率带宽的影响也会增加。通过经过良好调节的电源能够达到良好的开放回路性能，不过，这会使得成本提高，对于现今极为竞争的消费性电子产品市场而言，会是一大问题。

图5. 开放回路：不同PVCC 纹波频率的THD+N 与频率

图6 显示封闭回路放大器的相同THD+N 曲线图。其中反馈抑制了互调失真，因此音频未出现任何纹波噪音。

图6. 封闭回路：不同PVCC 纹波频率的THD+N 与频率

结论

本文回顾了测量PSRR 的传统方法，并指出其未能有效测量BTL D 类放大器供电纹波效应的原因。BTL 输出配置本身的抵消作用加上测量期间未出现任何音频，便产生了错误的读数。这是规格上的重大缺陷，因为供电噪音抑制性能是选择D 类放大器时其中一项相当重要的指标，尤其在检视数字输入(I2S) 封闭回路及开放回路放大器的性能差异时更是如此。若要更正确地了解供电噪音抑制，就必须检查输出出现1kHz 音频信号且电源供应出现噪音时的IMD 及THD+N情况。本文最后说明封闭回路 D 类放大器何以能够针对供电噪音进行补偿而开放回路放大器却无法做到。在极为竞争的消费性电子产品市场中，成本是考虑的核心因素，而封闭回路架构能否降低系统成本是相当重要的设计重点。