一步步优化反激式设计

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利用系数（Ui）是用输出功率除以二次侧开关MOSFET和整流二极管的总最大应力之和得出的。
图中的两条曲线显示了只考虑开关MOSFET应力（蓝色虚线）计算出来的利用系数，以及考虑了二次侧开关MOSFET和整流二极管（红色虚线）的利用系数。

要优化额定输入电压的电源效率，一次侧/二次侧变压器匝比应利用占空比来计算，以使利用系数最大化，其典型值在30-40％之间。

（图2：典型反激式转换器的利用系数与占空比的关系，最大化利用系数的占空比为30-40％）
上面的曲线考虑的是有源元件上的理论应力电压。在实践中，更重要的是评估MOSFET最大应力电压和变压器数匝比是怎样随其选择的最大占空比而变化的，并选择一个可以在开关MOSFET的一定最大击穿电压内给出“圆形（round）”匝数比值的值。

确定一次侧电感：

选择一次侧和二次侧电感有几个标准。
第一，选择可以确保从满载到某些最小负载均在连续模式运行的一次侧电感。
第二，通过确定最大二次侧纹波电流来计算一次侧和二次侧电感。
第三，计算一次侧电感，以保持尽可能高的右半平面零点（RHP），从而最大限度地提高闭环穿越频率。
在实践中，第一个标准只用于特殊情况，而选择的磁化电感可作为变压器尺寸、峰值电流和RHP零点之间很好的折衷。
为了通过确定二次侧最大纹波电流来计算一次侧和二次侧电感，可以用下式计算出二次侧电感（ ）和一次侧电感（ ）：

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式中 是开关频率， 是允许的二次侧纹波电流，通常设置在约为输出电流有效值的30-50％：

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那么，等效一次侧电感可从下式获得：

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如前所述，一次侧电感和占空比会影响右半平面零点（RHP）。RHP增加了闭环控制特性的相位滞后，迫使最大穿越频率不超过RHP频率的1/4。

RHP是占空比、负载和电感的函数，可以引发和增加环路增益，同时降低环路相位裕度。通常的做法是确定最差情况的RHPZ频率，并设置环路单位增益频率低于RHPZ的三分之一。
在反激式拓扑结构中，计算RHPZ的公式是：

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可以选择一次侧电感来削弱这种不良效果。

图3的曲线显示了一次侧电感对一次侧和二次侧电流和RHP零点的影响：
随着电感的增加纹波电流会减小，因此输入/输出纹波电压和电容大小也可能减小。但增加的电感增加了变压器一次侧二次侧绕组数，同时减少了RHP零点。

常识建议不应使用过大的电感，以免影响整个系统的整体闭环性能和尺寸，还有反激式变压器的损耗。
上述图形和公式只有在连续传导模式下的反激式运行才是有效的。

（图3：典型反激式设计的一次侧、二次侧纹波电流、RHP零点与一次侧电感的关系）

选择功率开关MOSFET，并计算其损耗：

MOSFET的选择基于最大应力电压、最大峰值输入电流、总功率损耗、最大允许工作温度，以及驱动器的电流驱动能力。
MOSFET的源漏击穿（Vds）必须大于：
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MOSFET的连续漏电流（Id）必须大于一次侧峰值电流（ ，公式15）。
除了最大额定电压和最大额定电流，MOSFET的其他三个重要参数是Rds（on）、栅极阈值电压和栅极电容。
开关MOSFET的损耗有三种类型，即导通损耗、开关损耗和栅极电荷损耗：
•导通损耗等于 损耗，因此在导通状态下源极和漏极之间的总电阻 要尽可能的低。
• 开关损耗等于：开关时间*Vds*I*频率。开关时间、上升时间和下降时间是MOSFET栅漏极米勒电荷Qgd、驱动器内部电阻和阈值电压的函数，最小栅极电压Vgs（th）有助于电流通过MOSFET的漏源极。
• 栅极电荷损耗是由栅极电容充电，以及随后的每个周期对地放电引起的。栅极电荷损耗等于：频率* Qg（tot）* Vdr
不幸的是，电阻最低的器件往往有较高的栅极电容。
开关损耗也会受栅极电容的影响。如果栅极驱动器对大容量电容充电，则MOSFET需要时间进行线性区提升，则损耗增加。上升时间越快，开关损耗越低。不幸的是，这将导致高频噪声。
导通损耗不取决于频率，它还取决于 和一次侧RMS电流 的平方：
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在连续传导模式下，反激式运行的一次侧电流看起来像图4上部所示的梯形