一步步优化反激式设计

作者：时间：2011-12-28 来源：网络收藏

形。

（图4：换向期间MOSFET两端的电流和电压波形）
Ib等于一次侧峰值电流：
(14)

(15)
Ia是从以上的公式（5）得出的平均电流，减去一半ΔIp电流为：
(16)

那么开关管的RMS电流可从下式得到：

(17)

或其迅速接近：
(18)
开关损耗（）取决于转换期间的电压和电流、开关频率和开关时间，如图4所示。
在导通期间，MOSFET两端的电压为输入电压加反映在一次侧的输出电压，电流等于平均中间抽头（central top）电流减去一半ΔIp：

(19)

(20)
在关闭过程中，MOSFET两端的电压为输入电压加反映在一次侧绕组的输出电压，再加上用于钳位的齐纳钳位电压和吸收漏感。开关管关断电流为一次侧峰值电流。

(21)
开关时间取决于最大栅极驱动电流和MOSFET的总栅极电荷，MOSFET寄生电容是调节MOSFET开关时间的最重要的参数。电容Cgs和Cgd取决于器件的几何尺寸并与漏源极电压成反比。
通常MOSFET制造商没有直接提供这些电容值，但是可以从Ciss、Coss和Crss值获得。
导通开关时间可以使用下列公式用栅极电荷来估计：

(22)

(23)
式中：
• Qgd是栅漏极电荷
• Qgs是栅源极电荷
• 是当驱动电压被拉升至驱动电压时的导通时间驱动电阻
• 是当驱动电压被下拉至地电压时的内部驱动电阻
• 是栅源极阈值电压（MOSFET开始导通的栅极电压）

缓冲器：

漏感可以被看作是与变压器的一次侧电感串联的寄生电感，其一次侧电感的一部分没有与二次侧电感相互耦合。当开关MOSFET关闭时，存储在一次侧电感中的能量通过正向偏置二极管移动到二次侧和负载。存储在漏感中的能量没有地方可去，则变成了开关引脚（MOSFET漏极）上巨大的电压尖峰。漏感可以通过短路二次侧绕组来进行测量，而一次侧电感的测量通常由变压器制造商给出。
耗散漏感能量的一种常用方法是通过一个与一次侧绕组并联的齐纳二极管来阻断与之串联的二极管实现的，如图5所示。

（图5：齐纳钳位电路）
漏感能量必须通过一个外部钳位缓冲器来耗散：

(24)
齐纳电压应低于开关MOSFET的最大漏源电压减去最大输入电压，但要高到足以能够在很短的时间内耗散这一能量才可以。
齐纳二极管的最大功率损耗为：
(25)

反激式设计资源：

为了支持反激式设计，美国国家半导体开发了特别适合反激式应用的一系列PWM稳压器和控制器。在其公司网站（www.power.national.com）上就可以找到典型的反激式参考设计、应用注解、数学spreedsheet和在线仿真工具，可以引导设计人员很好的优化反激式电源设计。

图6显示了一个采用LM5000稳压器的典型5W反激式电源，它是用WEBENCH® 仿真的，其输入电压变化范围从10至35V，1A时的输出电压等于5V。该设计遵循上述过程，Coilcraft变压器的一次侧与二次侧匝数比等于3，一次侧电感为80μH，可确保良好的稳压输出电压，最大限度地将一次侧峰值电流降至1.3A以下，也使内部开关MOSFET两端的最大电压低于60V。

80μF的一次侧电感保证了二次侧纹波电流峰-峰值在平均电流的30％以内，同时保持20kHz以上的右半平面零点。

（图6：采用WEBENCH® 在线仿真工具的典型5W反激式设计）