汽车电子系统降压型BUCK 变换器的设计技巧
图4：输入为22uF电解电容并联4.7uF陶瓷电容的响应
在输入端加一个0.7欧姆的串联电阻也可以减小电压过冲，同时减小峰值的电流，0.1uF小的陶瓷电容滤除高频纹波。如图5（a）所示。
与电解电容方法相比，这种方法体积小成本低，在高的输入电压时对系统的效率影响并不大。但输入电压相对较低时，系统的效率略有降低。
（a）
(b)
图5：输入加串联电阻的响应
3 散热设计
功率MOSFET 选择标准中包含导通电阻R DS （ON ） ，密勒电容C MILLER ，输入电压和最大电压和最大输出电流。CMILLER 可由MOSFET 的产品数据手则给出的栅极充电曲线近似求出。C MILLER 等于栅极电荷沿横轴的增加，而曲线大约由VDS 的规定变化水平分割，然后由此结果与应用中施加的VDS 和栅极的充电曲线规定VDS 比值相乘。工作CCM 时高端和低端的MOSFET 占空经由下式给出：
主开关管占空比：D= VOUT /VIN。
同步开关管占空比：V IN -VOUT /VIN 。
最大输出电流条件下MOSFET 的功耗由下式给出：
式中：δ是R DS （ON ） 的温度系数，R DR约为4 欧姆，是在MOSFET 密勒门限电压条件下有效驱动电阻，V THMIN是典型的MOSFET 的最小门限电压。
两个MOSFET 均具有I2R 损耗，而高端N 沟道的公式中包含一个用于计算转换损耗的附加项，这在高输入电压条件最大。当VIN20V时采用较大的MOSFET 通常可提高大电流的效率，而当VIN>20V 时转换损耗迅速增加。这时采用具有较高R DS （ON ）器件和较低C MILLER实际上可提供更高的效率。同步MOSFET 在高输入电压下，当高端工作于低占空比时或短路期间，同步管接近100%时间里处于导通状态时，此时损耗最大。1+δ 项通常以一个归一化的R DS （ON ） 与温度的关系曲线形式提供给MOSFET，但对于低压MOSFET，δ =0.005/℃可被用作一个近似值。
肖特基二极管在两个功率MOSFET 导通期间的死区导通，可以防止低端MOSFET 的体内二极管导通，在死区时间储存电荷，形成反向恢复。在高VIN 条件下会导致效率减小至少3%。由于流过的平均电流相对较小，因此采用1 或3A 的肖特基二极管是一个较好的方案。
较大的二极管因其具有的结电容较大故会产生额外的转换损耗。
效率与芯片的最高工作温度相关。汽车电子所用的芯片通常为I或H级，对于I级，芯片的结温必须小于125°C，对于H级，芯片的结温必须小于150°C。对于许多单芯片的BUCK控制器，在低的环境温度下，结温一般不是问题。但对于I级，环境温度高于85°C时，必须小心仔细的进行电路的设计以保证芯片能够充分的散热。对于H级，环境温度高于125°C时，必须对最大的允许工作电流进行降额设计。
结温通过芯片的功率损耗乘以结到环境的热阻Rja进行计算。满载时芯片的温升几乎完全不依赖于输入电压，不加散热器时，热阻取决于PCB的设计。在单芯片底部通常有一个裸露的衬垫，因此设计PCB时必须在对应的位置也相应的制作这样的一个大铜皮焊盘，同时这个大焊盘通过一些过孔连接到其它的地层平面，以利于散热。
4 输入短路和反接保护
如果电感的饱和电流足够大，BUCK控制器短路时由于具有短路保护功能，因此不会产生损坏。在一些电池充电系统中以及用电池作备份的系统中，电池以及其它的一些电源通过二极管以“与”的形式一起共同连接到BUCK控制器的输出端时，当BUCK控制器输入端断开时，输出端仍有高的电压。注意到BUCK控制器通常有一个/SHDN管脚到控制系统的工作与关断，低电平有效，通常以作SS软起动功能。一般此管脚通过一个电阻或直接连接到输入端。当输入端浮空时，输出电压通过电感，内部高端的MOSFET反向并联寄生二极管到输入端，/SHDN管脚为高电平，这样，BUCK控制器内部的电路通过电感从输出电压吸取几个毫安的静态的工作电流，影响电池的使用时间。当然如果/SHDN管脚为低电平，则此静态的工作电流为0。如果输入短路，输出电压通过电感，内部高端的MOSFET反向并联寄生二极管到输入端，从而导致输出电压也短路，这样电池将会快速的放电。下图就是防止电池在输入短路状况下反向放电的保护电路，D4也防止输入的反接，只有在有输入电压里系统才工作。
图6：防止输入短路时输出备份电池反向放电电路
结论
1 合适的开关频率可以保证系统具有足够的输入工作电压范围，同时使电感和电容的尺寸和体积最小。
2 实际最大的输入工作电压由MOSFET所要求的最短导通时间决定，实际最小的输入工作电压由MOSFET所要求的最短关断时间决定。
3 必须抑制输入瞬态电压，检查散热设计，增加输入短路和反接保护电路才能保证系统的安全工作。
评论