高性能谐振模式控制器MC33066
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对振荡器振荡频率的控制是通过改变流过电阻RVFO上的控制电流IOSC实现的。控制电流IOSC流入振荡器最高频率限制端（引脚3）。在该控制电流的作用下，单位增益电流镜像向电容COSC汲取同样大小的电流。随着IOSC的上升，COSC的放电进程也随之加快。这样，振荡周期就相应的下降，振荡频率随之提高。当误差放大器的输出电压达到箝位电压上限时，即高出引脚3上的电压2.5V左右时，振荡频率达到最大值。此时，电容COSC的最小放电时间如公式（1）所示。
当误差放大器的输出电压低于电流镜像的偏置电压时，控制电流IOSC降至零时，振荡频率达到最小值。此时，电容COSC将通过外接电阻ROSC和RVFO进行放电。电容COSC的最大放电时间如公式（2）所示。
在任何时候，只要晶体管Q1对电容COSC进行充电，控制器MC33066的输出端都将处于关断状态。输出驱动脉冲之间死区时间的大小，可以通过控制电容COSC充电时间来调节。加入电阻RDT可以减小电容COSC的充电电流，这样电容COSC的充电时间延长，增大了输出驱动脉冲之间的死区时间。如果RDT的阻值在0Ω～1000Ω之间变化，当电容COSC的大小为300pF时，死区时间的范围将在80ns～680ns之间。此时，振荡器充电时间如公式（3）所示。
电阻ROSC和RVFO的取值是否恰当，对振荡器最低和最高频率的编程控制影响很大。在根据死区时间的大小确定电阻RDT后，振荡器的最低工作频率由电阻ROSC决定，如下式所示：
同样，振荡器的最高工作频率由电阻RVFO决定，如下式所示：
电阻RDT的取值将对振荡器的峰值电压产生影响。当电阻RDT由零逐渐增大时，电容充电COSC所需的时间将会逐渐延长。因此，上限阈值的过冲将被缓解，同时振荡器的峰值电压也将由5.1V降至4.9V。当然，在电阻RDT为零时，振荡频率的精度最佳。
4.3 单发脉冲定时器
在Q1对振荡器外接电容COSC进行充电的同时，单发脉冲定时器的外接电容CT也将进行充电，参见图3。当Q1被振荡器比较器关断时，单发脉冲周期开始，电容CT将通过电阻RT放电。当CT上的电压降至单发脉冲比较器的阈值电压时，单发脉冲周期结束。电容CT上的电压由5.1V的初始值放电至3.6V，单发脉冲周期tOS如下式所示：
影响单发脉冲周期的因素主要有阈值电压误差以及传输延迟时间。振荡器比较器和单发脉冲比较器的输出信号经过“或非门”后生成脉冲信号tON，该脉冲信号驱动T触发器和驱动电路。当振荡器的放电时间超过单发脉冲的周期时，tON的长度等于单发脉冲周期tOS的长度。如果振荡器放电时间小于单发脉冲周期时，振荡器比较器将中断脉冲信号tON，同时重新触发单发脉冲定时器。相关时序波形参见图4。图中左侧的时序波形显示的是导通时间固定，截止时间变化时的情况，而右侧的时序波形显示的则是单发脉冲定时器被重新触发后，截止时间固定，导通时间变化时的情况。
4.4 误差放大器
MC33066中的误差放大器经过内部补偿，其直流开环增益超过70dB，输入失调电压低于10mV，保证了最小增益带宽积能够达到2.5MHz。误差放大器的共模电压范围扩展为1.5V～5.1V，涵盖了基准电压。如果共模电压低于1.5V，误差放大器的输出信号将被置为低电平，以提供最低的振荡频率。
误差放大器的输出电压经电阻RVFO向振荡器最高频率限制端（引脚3）提供偏置。为了抑制误差放大器输出电压的波动，在误差放大器的输出端加入了箝位电路，以实现对振荡器最高振荡频率的限制。在箝位电路的作用下，电阻RVFO上的电压被限制在2.5V，这样电流IOSC就被限制在了2.5V/RVFO。误差放大器及箝位电路的原理图参见图5。
4.5 驱动输出电路
MC33066中的驱动输出电路的原理图如图6所示。图中所示的图腾柱式驱动输出电路可以提供高达1.5A的灌电流或拉电流，能够直接驱动功率MOSFET。当驱动1.0nF的容性负载时，驱动脉冲的上升时间和下降时间的典型值为20ns。
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